n Trong những năm gần đõy, cựng với sự tiến bộ của cụng nghệ sản xuất cỏc thiết bị bỏn dẫn cỏc bộ biến đổi điện tử cụng suất núi chung và biến tần , núi riờng ngày càng hoàn thiện, khụng
TỔNG QUAN VỀ HỆ B IẾN TẦN BACK–TO BACK – ĐIỀU KHIỂN ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ
Đặt vấn đề
Động cơ không đồng bộ được ứng dụng rộng rãi trong thực tế, với nhiều phương pháp điều khiển như điều chỉnh điện áp stato, điện trở rôto, công suất trượt và tần số Trong số đó, điều chỉnh tần số nguồn cung cấp là phương pháp tối ưu nhất, vì nó trực tiếp điều chỉnh công suất điện đầu vào mà không làm thay đổi đáng kể đặc tính cơ Nhờ sự phát triển của công nghiệp điện tử công suất, giá thành bộ biến đổi ngày càng giảm và tính năng kỹ thuật ngày càng cao, hệ truyền động điều khiển tần số hiện nay trở thành lựa chọn phổ biến nhất.
Trong ngành công nghiệp, có hai loại biến tần chính là biến tần nguồn áp (VSI) và biến tần nguồn dòng (CSI) Tuy nhiên, trong dải công suất nhỏ và trung bình, biến tần nguồn áp được ưu tiên sử dụng nhờ vào nhiều lợi thế của nó Đặc biệt, động cơ không đồng bộ rôto lồng sóc có cấu trúc đơn giản và vững chắc, không có tiếp xúc điện cơ, giúp giảm thiểu nhu cầu bảo trì Do đó, khi áp dụng biến tần, động cơ rôto lồng sóc trở thành lựa chọn ưu tiên Sơ đồ cấu trúc của một bộ biến tần nguồn áp thông thường sẽ được trình bày như sau.
Bộ biến đổi phía lới Bộ biến đổi phía động cơ §CK§B
Biến tần nguồn áp thông thường gặp phải vấn đề về dòng điện sóng hài bậc cao, gây ra méo điện áp lưới Điều này dẫn đến khó khăn trong việc hãm và đảo chiều cho các tải động năng tích lũy lớn.
Ảnh hưởng của sóng điều hòa bậc cao của chỉnh lưu dùng điôt hoặc
1.2.1 Chỉnh lưu dùng điôt hoặc thyristo làm việc như nguồn phát dòng điện điều hòa bậc cao Đối với bộ biến đổi chỉnh lưu điôt và thyristo m xung, khi vận hành sẽ gây ra ở lưới điện xoay chiều dòng điện điều hòa bậc cao cấp υ: υ = Km ± 1 (với K = 1, 2, 3, )
Giá trị hiệu dụng điều hòa bậc υ:
Trong đó: I1 – giá trị hiệu dụng điều hòa bậc 1.
Sóng điều hòa bậc cao trong nguồn dòng có thể gây ra tổn thất phụ và tạo ra nhiễu cho lưới điện Điều này trở nên đặc biệt nguy hiểm khi lưới điện kết nối với các phần tử gây cộng hưởng, chẳng hạn như tụ điện.
Bảng 1 Chỉ tiêu độ méo điện áp lưới
[MW] Độ méo cho phép σv[p.e]
Sóng điều hoà bậc cao được khảo sát
U1[K V] ν min ν max Uk= 0,05 Uk=0,1 Uk=0,15
Khi nối bộ biến đổi vào lưới sẽ gây ra làm méo dạng điện áp lưới:
Trong đó: Sk – công suất ngắn mạch của lưới.
S1max – công suất biểu kiến lớn nhất của tất cả các bộ biến đổi.
Thực tế khi tính toán người ta hay dùng biểu thức kinh nghiệm:
Trong đó: Uk – điện áp ngắn mạch của máy biến áp bộ biến đổi.
P max – công suất cực đại của các bộ biến đổi.
Trên Bảng 1 1 dẫn ra các giá trị cho phép đặt các bộ biến đổi theo chỉ – tiêu méo điện áp lưới.
1.2.2 Các biện pháp khắc phục
Bộ lọc được thiết kế theo cấu trúc mạch LC cộng hưởng nối tiếp giúp ngắn mạch dòng điện điều hòa bậc cao, như thể hiện trong Hình 1–2a Ngoài ra, bộ lọc cũng có thể được bố trí dưới dạng bộ lọc giải rộng, theo Hình 1 2b.
Hình 1–2 Bố trí mạch lọc sóng điều hòa bậc cao Đặc biệt, ở hệ truyền động đảo chiều có yêu cầu độ tăng trưởng dòng điện lớn ( A s ) dt di 50 100 / max ÷
thì máy bù đồng bộ phải có yêu cầu đáp ứng
U Kmax ≥ 10U K1đm và Q ( )s dt dQ đm 1/
nhằm đảm bảo huy động công suất phản kháng đỉnh trong quá trình quá độ của hệ truyền động.
Vấn đề hãm trong hệ truyền động biến tần nguồn áp thông thường điều khiển động cơ không đồng bộ
điều khiển động cơ không đồng bộ
Trong biến tần nguồn áp thông thường, chỉnh lưu điôt và thyristo chỉ cho phép năng lượng đi theo một chiều, dẫn đến việc năng lượng dư thừa từ động cơ không thể trả về lưới Để khắc phục vấn đề này, có thể sử dụng điện trở dập năng lượng mạch một chiều hoặc bộ chỉnh lưu hoạt động ở chế độ nghịch lưu để trả năng lượng về lưới.
1.3.1 Dập năng lượng bằng diện trở ở mạch một chiều Đặc điểm biến tần nguồn áp là điện áp một chiều luôn luôn giữ dấu không đổi, dòng I d cũng không đổi dấu Do vậy không thể thực hiện trao đổi năng lượng từ tải về lưới Trong trường hợp này phổ biến là dùng hãm dập động năng bằng điện trở hãm mạch một chiều (Hình 1 3) Khi động năng – động cơ không đồng bộ cần giải thoát chuyển về mạch một chiều qua cầu điôt ngược làm cho điện áp UDC sẽ dâng cao Dùng Tranzisto T h và R h đóng cắt theo tần số nhất định sẽ biến động năng dư thừa thành nhiệt năng đốt nóng điện trở Các loại biến tần kiểu này phổ biến rộng rãi nhất trong công nghiệp.
Hình 1–3 Mạch hãm trong hệ biến tần–động cơ không đồng bộ, chỉnh lưu điôt
1.3.2 Mắc thêm một bộ nghịch lưu để trả năng lượng về lưới Đối với hệ truyền động biến tần nguồn áp công suất lớn (từ vài trăm kW đến MW) thì không dùng mạch dập điện trở một chiều, mà người ta dùng cấu trúc Hình 1 4 Trong đó chỉnh lưu CL gồm hai bộ dấu song song ngược, – một bộ làm việc chỉnh lưu và một bộ nghịch lưu (tương tự như truyền động T–Đ đảo chiều) Khi hãm tái sinh, bộ CL1 phải khóa chắc sau đó mở bộ NL1 để hãm Kết thúc quá trình hãm, bộ NL1 khóa chắc thì bộ CL1 mới đưa vào làm việc.
Biến tần nguồn áp chỉnh lưu thyristor thường được sử dụng trong ngành công nghiệp để điều khiển động cơ quay quạt gió tại các nhà máy nhiệt điện, nhà máy xi măng và mỏ than, với công suất từ vài trăm kW đến vài MW.
MÔ HÌNH ĐỘNG HỌC CỦA CHỈNH LƯU PWM
Hoạt động của chỉnh lưu PWM
Sơ đồ nguyên lý CLPWM bao gồm hai khối chỉnh lưu và nghịch lưu, cả hai có cấu trúc tương tự và chia sẻ mạch một chiều Do đó, sơ đồ này thường được gọi là sơ đồ CLPWM.
"dựa lưng vào nhau" (Back– –to Back converter) Ngoài ra đầu vào biến tần có lắp thêm cuộn cảm L.
Sơ đồ cấu tạo biến tần dùng CLPWM như sau: §K
Biến tần sử dụng CLPWM hoạt động ở bốn góc phần tư, cho phép trao đổi công suất hai chiều giữa lưới và tải Để đạt được điều này, dòng điện chỉnh lưu Id cần có khả năng thay đổi dấu; Id có dấu dương khi hướng về tải và âm khi hướng về lưới Mặc dù điện áp một chiều là cố định, công suất có thể thay đổi từ lưới đến tải (P d = Ud.Id > 0) và từ tải trở về lưới (Pd = Ud.Id < 0).
Để áp dụng nguyên lý làm việc của biến tần, cần đảm bảo có điện cảm đầu vào Hình 2–2 minh họa bốn chế độ hoạt động ở các góc phần tư, cho thấy tầm quan trọng của điều kiện này trong quá trình vận hành.
– Giá trị điện áp một chiều Udc được điều chỉnh không đổi và phải lớn hơn giá trị điện áp chỉnh lưu tự nhiên từ lưới.
Khóa đóng cắt hai chiều (transistor và điốt ngược) kết hợp với mạch vòng dao động LC tạo ra điện áp một chiều U– dc lớn hơn U d0 Để giải thích nguyên lý hoạt động của CLPWM, chúng ta sử dụng sơ đồ thay thế một pha như trong Hình 2–3.
IL ngược với vectơ UL , ta có cosϕ = 1 và công suất Pd < 0 (ứng với chế độ hãm tái sinh)
Hai vấn đề về trao đổi công suất tác dụng và hệ số cosϕ đã được làm rõ Để tạo ra dòng điện đầu vào hình sin, phương pháp biến điệu vectơ không gian theo nghịch lưu (SVPWM) được sử dụng Hệ thống bao gồm ba khóa bán dẫn cho ba pha Sa, Sb, Sc, với mỗi khóa có hai trạng thái: đóng (1) và cắt (0) Điều này tạo ra sáu vectơ điện áp tác dụng (V1, V2, V3, V4, V5, V6) cùng với hai trạng thái không (111 và 000), như được trình bày trong Hình 2-4.
Hình 2–4a Vectơ điện áp trong SVPWM
Hình 2–4b Trạng thái đóng cắt các khóa
Mô tả toán học CLPWM
Đồ thị vectơ của sơ đồ thay thế CLPWM có thể được biểu diễn trên tọa độ αβ và tọa độ quay dq thông qua phương pháp biến đổi tuyến tính - không gian vectơ Giả sử điện áp nguồn ba pha đối xứng với tần số công nghiệp không đổi ω = 2fπ, và với điều kiện ba pha đối xứng, ta có ia + ib + ic = 0 Đồ thị vectơ được mô tả trên các hệ tọa độ được thể hiện trong Hình 2-5.
Hình 2–5 Đồ thị vectơ điện áp-dòng điện CLPWM trong hệ tọa độ abc, α–βvà d–q
2.2.1 Mô tả điện áp đầu vào CLPWM Điện áp dây đầu vào chỉnh lưu (a, b, c):
− dc a c sca dc c b sbc dc b a sab
dc c sc dc b sb dc a sa
2 c a b c S S S f − + fa, fb, fcnhận các giá trị 0; ±1/3; ±2/3
2.2.2 Mô tả toán học CLPWM trong hệ tọa độ ba pha
Hình 2–6 Cấu trúc mô hình mô tả toán học CLPWM
Ta có phương trình điện áp:
Phương trình dòng điện: dc c c b b a dc Sai S i S i i dt
2.2.3 Mô tả toán học CLPWM trong hệ tọa độ tĩnh ααααα βββ– ββ
Phương trình điện áp CLPWM trong hệ tọa độ tĩnh α β– :
Phương trình dòng điện: dc L dc iL S i S i dt
1 Sa Sb Sc S Sb Sc
Mô hình toán học CLPWM trong hệ tọa độ α β– được trình bày trên Hình 2–7
Hình 2–7 Mô hình toán học CLPWM trong hệ tọa độ tĩnh α–β
2.2.4 Mô tả toán học CLPWM trong hệ tọa độ quay d–q
Ta có phương trình điện áp:
Phương trình dòng điện: dc q Lq d dc iLdS i S i dt
Mô hình toán học CLPWM được trình bày trên Hình 2–8
Hình 2–8 Mô hình toán học CLPWM trong hệ tọa độ quay d–q
2.2.5 Tính toán công suất CLPWM
Công suất tác dụng và công suất phản kháng của CLPWM được tính trên hệ tọa độ abc và α β– :
Lq Ld Ld Lq m m Ld
Nếu ta chọn trục d trùng với vectơ điện áp UL và điều khiển IL trùng với UL thì ta có iLq = 0, ULq = 0, , 0
U Ld m Ld m Đồ thị vectơ điện áp được vẽ trên Hình 2–9
Hình 2–9 Đồ thị vectơ điện áp CLPWM
Phạm vi và giới hạn tham số của CLPWM
2.3.1 Giới hạn cực tiểu của điện áp một chiều
Thông thường chọn điện áp một chiều ở giá trị:
2.3.2 Giới hạn giá trị điện áp trên điện cảm
Nếu ta biểu diễn điện áp CLPWM trên tọa độ d q, ta có phương trình – cân bằng điện áp:
Từ phương trình (2–14) ta thấy điện áp trên điện cảm sẽ thay đổi khi vectơ dòng điện IL biến động Ta có 8 vectơ điện áp U0, U1, U2, U3, U4, U5,
U6, U7 Ta định nghĩa điện áp tự cảm dt
Ldi tương ứng là Up0, Up1, Up2, Up3,
Biểu diễn giới hạn làm việc của điện áp trên điện cảm được thể hiện qua đồ thị vectơ trong Hình 2–10ab, với các ký hiệu u5, up5, uL, iL, u6, up6, up1, up2, u2, up4, up3 và up0,7 Các điện áp này đóng vai trò quan trọng trong việc phân tích và tối ưu hóa hiệu suất của hệ thống điện.
Hình 2–10 Giới hạn làm việc điện áp CLPWM
Nếu bộ điều chỉnh dòng điện duy trì sự biến động của IL xung quanh dòng điện đặt I * L, thì góc biến động lớn nhất ξ giữa hai vectơ Up1 và IL sẽ được xác định.
Up2 Ta có ξ π≤ Trên đồ thị vectơ Hình 2– 10chỉ ra rằng nếu ξ π = thì
Nếu giả thiết USdq = Udc
2 , ULdq = Um; iLdq = iLd thì điều kiện điện áp một chiều cực tiểu sẽ là:
Phương trình (2–16) thể hiện mối quan hệ giữa điện áp nguồn, điện áp một chiều, dòng tải và giá trị điện cảm Từ đó, chúng ta có thể xác định giá trị điện cảm cực đại.
ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI PHÍA LƯỚI
Phương pháp điều khiển CLPWM
Bằng cách sử dụng hai đại lượng cơ bản là vectơ điện áp và vectơ từ thông ảo, chúng ta phát triển phương pháp điều khiển chỉnh lưu Hiện nay, có hai phương pháp điều khiển CLPWM phổ biến: phương pháp điều khiển định hướng theo vectơ điện áp VOC và phương pháp trực tiếp công suất DPC.
Các phơng pháp điều khiển chỉnh lu PWM §iÒu khiÓn theo vectơ điện áp vectơ từ thông §iÒu khiÓn theo
VOC DPC VFOC VF-DPC
Hình 3–1 Các phương pháp điều khiển chỉnh lưu CLPWM
Hệ điều khiển biến tần dùng CLPWM với động cơ không đồng bộ có các phương án được trình bày trên Hình 3–2
Hình 3–2 Hệ truyền động động cơ không đồng bộ biến tần CLPWM với các phương pháp điều khiển
Ước lượng các đại lượng vectơ cơ bả n
Cấu trúc và phương pháp điều khiển CLPWM dựa trên phép biến đổi vectơ, sử dụng hai đại lượng vectơ cơ bản là vectơ điện áp và vectơ từ thông ảo Qua việc đo đạc các đại lượng như dòng điện đầu vào, điện áp một chiều và trạng thái đóng cắt của các van, chúng ta có thể ước lượng hai đại lượng vectơ này.
3.2.1 Ước lượng vectơ điện áp đầu vào
Mặc dù có thể đo trực tiếp vectơ điện áp, nhưng phương pháp này dễ bị ảnh hưởng bởi các yếu tố như mất cân pha và nhiễu lưới điện Do đó, thường xuyên sử dụng các thông số dòng điện và thông số trung gian để ước lượng vectơ điện áp Một trong những phương pháp ước lượng phổ biến là tính toán điện áp dựa trên dòng điện và công suất.
Khi áp dụng biến điệu vectơ không gian, chúng ta nhận thấy hai trạng thái không của khóa Sa, Sb và Sc lần lượt là (111) và (000) Tại thời điểm này, công suất tác dụng bằng không, chỉ còn tồn tại công suất phản kháng cụ thể.
L di t q dt i i di dt i di dt
Từ (3–1) điện áp được tính i q i i i i
Giá trị góc tọa độ α β– của điện áp là:
3.2.2 Ước lượng vectơ từ thông ảo
Giả sử rằng CLPWM có đầu vào là điện áp một chiều (U dc) và đầu ra là một máy điện không đồng bộ ảo, trong đó sức điện động của động cơ tương ứng với điện áp lưới Các thông số quan trọng của cuộn dây stato trong động cơ ảo bao gồm điện trở (R) và điện cảm (L).
Vectơ từ thông móc vòng qua khe hở không khí của động cơ ảo ψ L có thể được định nghĩa và biểu diễn trên tọa độ α β– và d–q Khi bỏ qua điện trở R, vectơ ψ L sẽ tạo thành một góc vuông với UL Mô hình động cơ ảo cùng với đồ thị vectơ được minh họa trong Hình 3–3a,b.
Hình 3–3a Mô hình động cơ ảo
Hình 3–3b Đồ thị vectơ từ thông ảo với CLPWM
Hình 3–4 Quan hệ điện áp và từ thông ảo với dòng công suất của CLPWM i S
Từ đại lượng vectơ từ thông ảo, chúng ta có thể biểu diễn trên hệ trục d–q Khi vectơ IL trùng với UL và trục q, ta nhận được biểu đồ vectơ cùng sơ đồ mô tả dòng công suất của CLPWM (Hình 3–4a,b).
Từ thông ảo được xác định qua vectơ điện áp đầu vào Us của CLPWM
Sơ đồ cấu trúc ước lượng vectơ từ thông ảo như trên Hình 3–5
Hình 3–5 Sơ đồ cấu trúc ước lượng từ thông ảo
Cấu trúc điều khiển CLPWM định hướng theo vectơ điện áp
3.3.1 Cấu trúc điều khiển CLPWM định hướng theo vectơ điện áp sử dụng đại lượng vectơ điện áp
Cấu trúc điều khiển CLPWM theo VOC được trình bày trên Hình 3–6
Hình 3–7 Cấu trúc điều khiển CLPWM theo vectơ điện áp VOC
Ta chọn trục d trùng với vectơ điện áp UL, ta có: ULd =UL và ULq = 0 Phương trình (3–115) được rút gọn (với giả thiết R = 0):
Cấu trúc mạch vòng điều khiển CLPWM được minh họa trong Hình 3–8, với lượng đặt dòng điện i * q = 0 Lượng đặt dòng i * d được lấy từ đầu ra của bộ điều chỉnh điện áp một chiều.
Khâu đo dòng điện và ước lượng điện l áp ưới
Khâu điều chế độ r ộng xung P WM
∆I q sinγ UL cosγ UL i Lq i Ld
Hình 3–8 Cấu trúc các mạch vòng điều khiển CLPWM theo VOC
Vectơ dòng điện iL trùng với trục d, ta có:
Dòng điện id và iq được ước lượng từ ia, ib qua khâu biến đổi hệ tọa độ abc → α β → – d–q Góc của vectơ điện áp γLđược xác định từ (3 2) và (3 3).– –
3.3.2 Cấu trúc điều khiển CLPWM theo VFOC
Cấu trúc điều khiển CLPWM theo VFOC có sự khác biệt so với VOC (Hình 3 9).–
Trục d ở đây được chọn trùng với vectơ ΨL, do vậy điện áp UL sẽ trùng với trục q Vectơ dòng điện iL trùng với vectơ UL nên ta có
Mạch vòng điều chỉnh theo VFOC sẽ có lượng đặt dòng i * Ld = 0, trong khi lượng đặt dòng i * Lq được lấy từ đầu ra của bộ điều chỉnh điện áp một chiều Góc biến đổi hệ tọa độ ở VOC được ký hiệu là γuL, còn ở VFOC là γΨ, được xác định theo các tham số liên quan.
Bộ điều khiển điện áp PI Bộ điều khiển dòng điện PI
Bộ điều khiển dòng điện PI
Giá trị ΨLα và ΨLβ được tính theo (3 4) và (3 5).– –
Hình 3–9 Cấu trúc điều khiển CLPWM theo vectơ điện áp VFOC
Cấu trúc điều khiển CLPWM theo phương pháp trực tiếp công suất
Phương pháp điều khiển trực tiếp công suất PDC cho CLPWM được phát triển dựa trên ý tưởng điều khiển trực tiếp mômen DTC cho động cơ không đồng bộ Phương pháp này tối ưu hóa hiệu suất và độ chính xác trong việc điều khiển công suất, mang lại những lợi ích vượt trội cho hệ thống truyền động.
Trong đó hai đại lượng của DTC là mômen và từ thông được thay bằng công suất p và q (Hình 3–10) Đo dòng và đánh PWM giá từ thông ảo
Cấu trúc điều khiển CLPWM theo DPC cho phép điều chỉnh công suất phản kháng q * = 0, tương ứng với cosϕ = 1 Công suất tác dụng p * được xác định từ đầu ra của bộ điều chỉnh điện áp một chiều, tỷ lệ với idc và nhân với điện áp một chiều Udc Hai bộ điều chỉnh công suất được thiết kế với đặc tính từ trễ, tương tự như đặc tính của rơle.
Hq và Hdlà băng trễ.
Khâu đo dòng ước lượng điện áp hoặc từ thông ảo và công suất tức thời
Biến điều khiển dq và dpđược kết hợp với vị trí điện áp β γ α
L uL UL arctgU hoặc vị trí vectơ từ thông ảo β γ α
= Ψ Ψ đưa vào bảng đóng cắt tương tự như DTC.
Việc phân vùng cho vị trí vectơ điện áp hoặc vectơ từ thông ảo có thể chọn 6 hoặc 12 vùng.
Nếu phân thành 6 vùng, ta có: ( ) ( )
Nếu phân thành 12 vùng, ta có: ( ) ( )
3.4.1 Ước lượng công suất theo vectơ điện áp
( a a b b c c ) dc c c b b a a i U S i S i S i dt i di dt i di dt
Giá trị điện áp U L được tính theo (3 2):– q p i i i i i
Vị trí vectơ điện áp γuL được tính theo (3 3):–
Cấu trúc khâu ước lượng công suất và điện áp được trình bày trên Hình 3–11 Ta cần đo ia, i b , U dc và thông tin về trạng thái khóa Sa, S b , S c
Hình 3–11 Khâu ước lượng công suất và điện áp
3.4.2 Ước lượngcông suất theo vectơ từ thông ảo Để tính toán công suất, ta sử dụng công thức:
Công suất tác dụng phản kháng được tính từ (3–13) trong hệ tọa độ α– β với vectơ từ thông ảo là:
Cấu trúc điều khiển CLPWM theo VF–DPC sử dụng giá trị dòng điện iLα và iLβ để tính toán từ thông ΨLα và ΨLβ Dựa vào từ thông ΨL và dòng điện iL, ta có thể xác định các giá trị p và q Hình 3–13 minh họa cấu trúc khâu ước lượng p, q dựa trên đại lượng vectơ từ thông ảo, trong khi việc đo dòng điện và ước lượng từ thông ảo được thể hiện qua bảng đóng cắt.
Chọn sector Ước lượng công suất tác dụng và phản kháng
Hình 3–13 Khâu ước lượng q, p theo Ψ L
3.4.3 Đặc điểm cơ bản của điều khiển trực tiếp công suất DPC
Điều khiển DPC được phát triển từ ý tưởng điều khiển trực tiếp mômen động cơ không đồng bộ Nguyên lý cơ bản để xây dựng bộ điều khiển công suất DPC tương tự như DTC, yêu cầu thiết kế bộ điều khiển đóng cắt với đặc tính từ trễ để xử lý tín hiệu d p và dq Việc lựa chọn số vùng vectơ điện áp và kết hợp với vị trí vectơ điện áp γn là cần thiết để xây dựng bảng đóng cắt, từ đó tạo ra vectơ điều khiển điện áp cho CLPWM.
DPC có những đặc điểm riêng biệt, không thể áp dụng một cách máy móc các phương pháp điều khiển DTC cho DPC Cụ thể, tần số điện áp nguồn trong DPC là không đổi, trong khi DTC có thể biến thiên trong một dải rộng Hơn nữa, giá trị tức thời của công suất tác dụng và công suất phản kháng trong DPC chịu ảnh hưởng lớn từ vị trí điện áp cũng như sự thay đổi của dòng điện về cả pha và biên độ.
(3 127) và (3 – –128) Ước lượng công suất tác dụng và công suất phản kháng tức thời theo công thức (3 –138)
Hình 3–14 minh họa sự biến thiên giá trị công suất tức thời p và q khi vectơ dòng điện thay đổi trong khoảng IL+∆IL Cụ thể, khi p < p*, có hai vị trí IL được thể hiện trong Hình 3 14b và 14c; ngược lại, khi p > p*, hai vị trí IL được thể hiện trong Hình 3 14a và 14d Tương tự, khi q < q*, hai vị trí IL nằm trong Hình 3 14b và 14c; còn khi q > q*, hai vị trí IL tương ứng được thể hiện trong Hình 3 14a và 14d, với công suất đặt tại điểm M.
3.4.4 Bộ điều khiển công suất
Bộ điều khiển công suất với đặc tính trễ ảnh hưởng đáng kể đến chất lượng hệ thống, đặc biệt là sóng hài bậc cao trong dòng điện, tần số đóng cắt, dao động của mạch công suất và tổn thất công suất.
Việc chọn tham số băng trễ và cấu trúc điều khiển đóng vai trò quan trọng trong hệ thống Thông thường, bộ điều khiển sử dụng phương pháp so sánh hai hoặc ba mức Có ba phương án cho bộ điều khiển như được trình bày trong Hình 3–15abc.
Hình 3–15 Bộ điều khiển công suất a) Hai mức b) Hai ba mức c) Ba mức–
Bộ điều khiển hai mức có 4 trạng thái, với bộ điều chỉnh công suất phản kháng ta có:
– Nếu –Hq ≤ ∆q ≤ Hq và ∆ >0 dt d q thì dq= 0
– Nếu –Hq ≤ ∆q ≤ Hq và ∆q0 dt d q thì d q = 0
– Nếu 0 ≤ ∆q ≤ Hq và ∆ 0 dt d q thì d q –1 – Nếu –Hq ≤ ∆q ≤ 0 và ∆ 0
Hình 5–25 Công suất tác dụng và phản kháng khi giảm tốc độ chưa đủ lớn để xảy ra hãm tái sinh
Trên Hình 255– , hãm tái sinh chưa xảy ra Công suất tác dụng p > 0.
Công suất phản kháng Công suất tác dụng
Thời điểm giảm tốc độ
Hình 5–26 Dòng điện stato của động cơ khi giảm tốc độ chưa đủ lớn để xảy ra hãm tái sinh
5.3.2.2 Giảm tốc độ đủ lớn để xảy ra hãm tái sinh
Khi động cơ đang làm việc ở tốc độ định mức ωđm= 140(rad/s) với tải định mức, tiến hành giảm tốc độ xuống ω = 120(rad/s)
Hình 5–27 Đặc tính tốc độ khi giảm tốc độ đủ lớn để xảy ra hãm tái sinh
Thời điểm giảm tốc độ
Hình 5–28 Đáp ứng mômen khi giảm tốc độ đủ lớn để xảy ra hãm tái sinh
Hình 5–29 Dòng điện và điện áp một pha phía lưới khi giảm tốc độ đủ lớn để xảy ra hãm tái sinh
Trong trường hợp hãm tái sinh, dòng điện và điện áp đầu vào có pha ngược Động cơ hoạt động ở chế độ động cơ (góc phần tư thứ I) sẽ chuyển sang chế độ máy phát (góc phần tư thứ II) để trả năng lượng dư thừa về lưới điện.
Thời điểm giảm tốc độ
Hình 5–30 D òng điện một chiều khi giảm tốc độ đủ lớn để xảy ra hãm tái sinh
Hình 5–31 Công suất tác dụng và công suất phản kháng khi giảm tốc độ đủ lớn để xảy ra hãm tái sinh
Trên Hình 5–31, khi hãm tái sinh xảy ra công suất tác dụng p < 0 Điện áp một chiều như sau:
Công suất phản kháng Công suất tác dụng
Thời điểm giảm tốc độ
Hình 5–32 Điện áp một chiều khi xảy ra hãm tái sinh
Hình 5–33 Dòng điện stato của động cơ khi giảm tốc độ đủ lớn để xảy ra hãm tái sinh
5.3.3 Hệ truyền động làm việc với tải thế năng
Động cơ khởi động từ tốc độ 0 đến 140 rad/s Sau đó, tải thế năng kéo động cơ hoạt động ổn định ở chế độ hãm tái sinh với tốc độ vượt quá tốc độ định mức Đặc tính tốc độ và đáp ứng mômen của động cơ được thể hiện rõ ràng trong quá trình này.
Thời điểm giảm tốc độ
Hình 5–34 Đặc tính tốc độ khi tải là thế năng
Thời gian để đạt tốc độ định mức trong trường hợp này nhanh hơn so với việc khởi động không tải và khởi động với tải định mức.
Hình 5–35 Đáp ứng mômen khi tải là thế năng
Hình 5–36 D òng điện và điện áp một pha phía lưới khi tải là thế năng
Trên Hình 5–36, dòng điện có dạng hình sin Khi khởi động từ tốc độ 0 đến tốc độ ω –= ω đm , dòng điện và điện áp một pha phía lưới ngược pha.
Tải thế năng giúp động cơ hoạt động ổn định trong chế độ hãm tái sinh Khi động cơ chuyển từ chế độ động cơ (góc phần tư thứ III) sang chế độ máy phát (góc phần tư thứ IV), dòng điện và điện áp đầu vào sẽ đồng pha.
Hình 5–37 Dòng điện và điện áp phía lưới khi động cơ làm việc ổn định ở chế độ hãm tái sinh
Hình 5–38 Điện áp một chiều trung gian khi tải là thế năng Điện áp
Hình 5– D39 òng điện một chiều trung gian khi tải là thế năng
Khi khởi động từ tốc độ 0 đến tốc độ định mức, động cơ hoạt động ở chế độ động cơ với Idc > 0 Sau đó, tải thế năng sẽ kéo động cơ ổn định ở chế độ máy phát khi Idc < 0.
Khi khởi động, công suất tác dụng p > 0, cho thấy động cơ hoạt động ở góc phần tư thứ III Sau đó, khi p < 0, động cơ chuyển sang hoạt động ở góc phần tư thứ IV.
Công suất tác dụngCông suất phản khá ng Làm việc ổn định ở chế độ hãm tái sinh
Biến tần BTB thể hiện rõ ưu điểm khi làm việc với tải thế năng: tiết kiệm được đáng kể điện năng.
Ả NH HƯỞNG CỦA ĐIỆN TRỞ PHÍA LƯỚI
Đánh giá ảnh hưởng điện trở phía lưới trong điều khiển CLPWM
Giả sử rằng CLPWM có đầu vào là Udc, đầu ra là một máy điện không đồng bộ ảo, trong đó sức điện động của động cơ tương ứng với điện áp lưới Các thông số quan trọng của cuộn dây stato của động cơ ảo bao gồm điện trở R và điện cảm L Mô hình động cơ ảo này được thể hiện trong Hình 6–1.
Hình 6–1 Mô hình một động cơ ảo tương đương với lưới điện xoay chiều Vectơ điện áp lưới UL được xác định dựa theo biểu thức:
Vectơ từ thông móc vòng qua khe hở không khí của động cơ ảo ψ L có thể được định nghĩa và biểu diễn trên các tọa độ α β– và d q – dt u L.
Ta cần xem xét ảnh hưởng của điện trở stato R của động cơ ảo đối với chất lượng của hệ truyền động Từ biểu thức Ri dt dt
L = ∫ + + ψ cho thấy rằng việc ước lượng thành phần từ thông sẽ không chính xác nếu bỏ qua thành phần điện trở R, điều này có thể ảnh hưởng tiêu cực đến chất lượng điều khiển.
Khi động cơ hoạt động với tải nhỏ hoặc không tải, dòng điện đầu vào thấp, dẫn đến điện áp rơi trên R rất nhỏ và có thể bỏ qua ảnh hưởng của (R.IL) Tuy nhiên, khi động cơ làm việc với tải lớn hoặc trong quá trình hãm ngược, thành phần (R.IL) trở nên đáng kể và có giá trị so sánh với điện áp Us Nếu không xem xét điện trở R trong trường hợp này, ước lượng ψ L sẽ không chính xác, gây ra chất lượng điều khiển kém và làm hệ thống mất ổn định.
Bù sự thay đổi của điện trở phía lưới
Khi điện trở phía lưới R thay đổi, từ thông cũng sẽ thay đổi theo biểu thức (6–2) Nếu coi dòng điện là không đổi trong mỗi chu kỳ tính, thì sẽ có một mối quan hệ tuyến tính giữa lượng thay đổi của từ thông ∆R.
Để bù đắp ảnh hưởng của điện trở stato, có hai phương pháp ước lượng R Phương pháp đầu tiên ước lượng R khi động cơ ở trạng thái nghỉ bằng cách đưa dòng một chiều vào stato Tuy nhiên, phương pháp này không thể ước lượng R khi động cơ đang hoạt động Phương pháp thứ hai là sử dụng bộ điều chỉnh để thực hiện ước lượng R trong quá trình động cơ chạy.
Phương pháp PI được sử dụng để ước lượng R, như đã trình bày bởi M E Haque và M F Rahman (1998), thông qua việc phân tích sai lệch từ thông tại thời điểm xét và áp dụng hai bộ lọc thông thấp Trong bài viết này, chúng tôi sẽ triển khai phương pháp này để đạt được kết quả chính xác hơn.
Ta có thành phần thay đổi của điện trở: i s p s F s
Kp là hằng số tỉ lệ được xác định dựa trên biểu thức (6 4), trong khi K là hằng số tích phân được chọn theo quy hoạch thực nghiệm Hằng số này phụ thuộc vào đặc tính gia nhiệt của cuộn dây và chế độ làm việc cụ thể của động cơ.
Hình 6–2 Bù điện trở bằng bộ điều chỉnh PI
Cấu trúc bộ ước lượng bù sự thay đổi của điện trở R được mô tả trong Hình 6.2 Phương pháp này sử dụng sai lệch giữa từ thông đặt và từ thông ước lượng qua khâu lọc thông thấp, với tần số cắt nhỏ để giảm thiểu thành phần tần số cao của từ thông stato ước lượng Hằng số thời gian của bộ lọc cần phải nhỏ hơn so với thời gian ước lượng điện trở stato Tín hiệu sau khi qua bộ lọc sẽ được đưa vào khâu ước lượng sự thay đổi điện trở, từ đó tính toán thành phần R Lượng thay đổi ∆ được cộng với giá trị điện trở ở chu kỳ tính trước (k1) Giá trị điện trở ước lượng sau đó tiếp tục được lọc qua bộ lọc thông thấp để loại bỏ các thành phần sóng hài bậc cao, nhằm đưa ra giá trị cho chu kỳ tính thứ k.
Mô phỏng ảnh hưởng của điện trở phía lưới ảnh hưởng điện trở phía lưới trong điều khiển chỉnh lưu PWM
6.2.1 Tính toán điện trở phía lưới
Công suất động cơ P_n đạt 14,72 kW với tần số 50 Hz và tốc độ định mức n_n là 33,17 vòng/phút Điện trở stato là 0,Rs 1062 Ω, trong khi điện trở rôto là 0,Rr 0764 Ω Điện cảm tản stato Lls là 0,2145/(2*pi*0)5 H và điện cảm tản rôto Llr là 0,2145/(2*pi*50) H.
Hỗ cảm giữa stato và rôto Lm 834 (2*pi* 0): 5, / 5
Ta coi lưới điện như thứ cấp của máy biến áp nguồn Khi làm việc ở chế độ định mức, công suất thứ cấp máy biến áp nguồn P' > P_n = 14,72 (kW)
Do đó ta chọn máy biến áp nguồn có các thông số như sau:
Cuộn thứ cấp: R2 = 0,37(Ω), X 2 = 0, 2(3 Ω). Đầu vào biến tần BTB có lắp thêm cuộn cảm L' Gọi điện trở của cuộn cảm này là R' Ta có điện trở phía lưới R = R' + R2
Khi tính giá trị vectơ UL và ψ L , ta phải tính đến thành phần (R.IL)
6.2.2 Sơ đồ mô phỏng Để thấy rõ ảnh hưởng của điện trở phía lưới R, ta sử dụng sơ đồ VOC–DTC để mô phỏng Ta phải xét đến thành phần điện áp (R.I L)
Hình 6–3 Mô hình mô phỏng xét đến ảnh hưởng của điện trở R phía lưới
Kết quả mô phỏng
Cấu trúc và phương pháp điều khiển chỉnh lưu PWM dựa trên biến đổi vectơ sử dụng hai đại lượng vectơ cơ bản là vectơ điện áp và vectơ từ thông ảo Bằng cách đo các đại lượng như dòng điện đầu vào, điện áp một chiều và trạng thái đóng cắt của các van (Sa, Sb, Sc), chúng ta có thể ước lượng hai đại lượng cơ bản UL và ψL.
Hình 6–4 Tính thành phần ψ L α , ψ L β và góc pha γ ψ của vectơ từ thông ảo
Biểu thức tính công suất tức thời: β α α β β β α α i u i u q i u i u p
Ta vẫn dùng động cơ công suất P = 14,72(kW) như ở trên để mô phỏng
Khi xét đến ảnh hưởng của điện trở phía lưới R thì đặc tính tốc độ và mômen trong quá trình khởi động không tải như sau:
Hình 6–5 Đặc tính tốc độ động cơ khi trong quá trình khởi động không tải
Hình 6–6 Đáp ứng mômen trong quá trình khởi động không tải
Dòng điện một pha phía lưới trong quá trình khởi động không tải:
Hình 6–7 Dòng điện một pha phía lưới trong quá trình khởi động không tải
Từ thông ảo ψ L bao gồm hai thành phần ψ L α và ψ L β trên trục α, β Khi khởi động không tải từ 0 đến tốc độ định mức, cần so sánh giá trị của vectơ từ thông ảo ψ L α và ψ L β cùng với góc pha γψ, sau đó thực hiện đóng tải định mức vào.
Trong quá trình khởi động, ta sẽ so sánh tại ba giai đoạn như sau:
– Giai đoạn ắt đầu khởi động.b
– Giai đoạn ắt đầu đạt tốc độ định mức khi chưa đóng tải.b
– Giai đoạn ốc độ ổn định khi đã đóng tải.t
6.3.1 Giai đoạn ắt đầu khởi độngb
Khi bắt đầu khởi động, dòng điện một pha phía lưới như sau:
Hình 6–8 Dòng điện một pha phía lưới khi bắt đầu khởi động
Dòng điện khởi động khá lớn nên sai lệch giữa ψ L α , ψ L β và góc pha γψ trong trường hợp bỏ qua R và tính đến R là rất lớn.
Hình 6–9 So sánh thành phần từ thông ψ L α khi bắt đầu khởi động
Hình 6–10 So sánh thành phần từ thông ψ L β khi bắt đầu khởi động
Hình 6–11 So sánh góc pha khi bắt đầu khởi động
Nhận xét rằng dòng điện đầu vào lớn dẫn đến thành phần điện áp (R.iL) trở nên đáng kể Vì vậy, việc ước lượng môđun và góc pha của vectơ từ thông ảo sẽ không chính xác nếu không tính đến điện trở phía lưới R.
Tại thời điểm t = 0,02(s), sai lệch tương đối về góc pha γ ψ của vectơ từ thông ảo khi bỏ qua R và tính đến R là:
6.3.2 Giai đoạn ắt đầu đạt tốc độ định mức khi chưa đóng tảib
Khi tốc độ bắt đầu đạt định mức, dòng điện một pha đầu vào như sau:
Hình 6–12 Dòng điện một pha phía lưới khi tốc độ bắt đầu đạt định mức
Hình 6–13 So sánh thành phần từ thông ψ L α khi tốc độ bắt đầu đạt định mức
Hình 6–14 So sánh thành phần từ thông ψ L β khi tốc độ bắt đầu đạt định mức
Hình 6–15 So sánh góc pha γ ψ khi tốc độ bắt đầu đạt định mức
Tại thời điểm t = 0,2(s), sai lệch tương đối về góc pha của vectơ từ thông ảo khi bỏ qua R và tính đến R như sau:
6.3.3 Giai đoạn ốc độ ổn định khi đã đóng tảit
Khi đã đóng tải và động cơ làm việc ở tốc độ định mức, dòng điện một pha phía lưới như sau:
Hình 6–16 Dòng điện một pha phía lưới khi tốc độ ổn định
Hình 6–17 So sánh thành phần từ thông ψ L α khi tốc độ ổn định
Hình 6–18 So sánh thành phần từ thông ψ L β khi tốc độ ổn định
Hình 6– 19 So sánh góc pha khi tốc độ ổn định
Tại thời điểm t1= 0,54(s), sai lệch tương đối về góc pha của vectơ từ thông ảo là: