Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng

Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.

Giới thiệu chương

Với sự tiến bộ không ngừng của khoa học công nghệ, dịch vụ viễn thông ngày càng đa dạng, bao gồm điện thoại, internet, trò chơi tương tác, truyền hình hội nghị, kênh thuê riêng, mạng riêng ảo và dịch vụ Fiber to The X (FTTX) Các thế hệ công nghệ mạng như 2G, 3G, 4G cũng được phát triển để đáp ứng nhu cầu truyền tải thông tin Tuy nhiên, nhu cầu về băng thông rộng ngày càng tăng cao, đòi hỏi sự phát triển mạnh mẽ của các đường truyền băng rộng.

Công nghệ tách/ghép kênh phân chia theo bước sóng (Wavelength Division Multiplexing - WDM) đã giải quyết hiệu quả vấn đề dung lượng mạng Hiện nay, nhờ vào các kỹ thuật điều chế tiên tiến, dung lượng truyền tải trên mỗi bước sóng trong hệ thống WDM đã được nâng cao lên đến 10 Gbit/s, 40 Gbit/s, và 100 Gbit/s, với khả năng thương mại hóa Việc áp dụng các kỹ thuật điều chế trên nền tảng công nghệ bán dẫn - Integrated Circuit (IC) đã giúp giảm chi phí đầu tư hạ tầng cho các nhà mạng, đồng thời nâng cấp dung lượng trên mỗi bước sóng từ 10 Gbit/s lên 40 Gbit/s hoặc 100 Gbit/s.

WDM, bằng cách vẫn giữ nguyên thiết bị tách/ghép bước sóng và nâng cấp thay thế thiết bị chuyển đổi bước sóng dung lượng 40 Gbit/s hoặc 100 Gbit/s [4].

Gần đây, lượng dữ liệu trao đổi trên hệ thống thông tin toàn cầu đã tăng trưởng mạnh mẽ Thế hệ mới của hệ thống thông tin viễn thông yêu cầu phát triển mạng thông tin quang với băng rộng và chi phí truyền dẫn thấp Chương này sẽ giới thiệu cấu trúc và các thành phần cơ bản trong mạng viễn thông, đồng thời phân tích vai trò của sợi quang trong việc truyền dẫn tín hiệu và các dạng méo tín hiệu trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.

Cấu trúc hệ thống thông tin viễn thông

Mạng viễn thông toàn cầu hiện nay rất phức tạp với sự tham gia của nhiều công ty cung cấp dịch vụ khác nhau, hoạt động trên các tần số sóng mang đa dạng và từ nhiều vùng miền, quốc gia khác nhau Mạng viễn thông có thể được phân loại thành ba nhóm chính: (i) tuyến đường trục dài, rất dài và xuyên đại dương, (ii) tuyến kết nối đô thị/vùng miền, và (iii) mạng truy cập Phân loại này dựa vào khoảng cách và lưu lượng dữ liệu truyền dẫn Các trạm trung tâm hoạt động như nút mạng, với các liên kết giữa các nút có thể là sợi đơn hoặc bó sợi, được triển khai trong ống dẫn dưới lòng đất Chiều dài tối đa giữa các nút của tuyến truyền được trình bày trong bảng phân loại.

Hình 1.1: Sơ đồ hệ thống thông tin sợi quang [16].

Các tuyến đường trục dài, rất dài và xuyên đại dương là phần quan trọng nhất của mạng viễn thông, được gọi là mạng quốc gia, phục vụ cho việc truyền tải dữ liệu từ các hệ thống kết nối giữa các đô thị và vùng miền Những tuyến trục này có chiều dài truyền dẫn lên đến hàng nghìn km và là tuyến trọng điểm cho việc truyền tải thông tin xuyên quốc gia, lục địa và đại dương Để đáp ứng nhu cầu truyền tải dung lượng lớn trên khoảng cách xa với chi phí thấp, mạng thông tin sợi quang trở thành lựa chọn lý tưởng nhờ vào tổn hao thấp, chi phí hợp lý và băng thông rộng.

Bảng 1.1: Khoảng cách truyền dẫn trong hệ thống phân loại mạng viễn thông.

Cấu trúc mạng viễn thông Khoảng cách truyền (km)

Mạng đô thị 100 km – 300 km

Mạng vùng miền 300 km – 1000 km Tuyến trục dài 1000 km – 3000 km Tuyến trục rất dài 3000 km – 6000 km Tuyến trục xuyên đại dương > 6000 km

Sợi quang đơn mode có suy hao công suất thấp, đặc biệt trong khoảng bước sóng từ 1460 nm đến 1625 nm, với suy hao tại 1550 nm chỉ khoảng 0.2 dB/km Điều này cho phép mạng đường trục sử dụng sợi quang đơn mode truyền dẫn tín hiệu ở khoảng cách dài, chi phí thấp và băng thông lớn lên đến 20 THz Công nghệ ghép kênh phân chia theo bước sóng WDM được áp dụng trong mạng đường trục thương mại, cho phép tổng hợp nhiều kênh với tốc độ bit 10 Gbit/s, 40 Gbit/s và 100 Gbit/s Hệ thống sợi quang cũng có thể tăng cường dung lượng truyền dẫn khi sử dụng cáp quang nhiều lõi giữa các liên kết.

Mạng kết nối giữa các thành phố đô thị có khoảng cách truyền từ 100 km đến 300 km, trong khi mạng kết nối vùng miền hoặc các quốc gia nhỏ có chiều dài tuyến từ 300 km đến 1000 km Các mạng đô thị và vùng miền được kết nối với mạng lõi thông qua các tuyến đường dài, với dữ liệu được truyền tải từ hệ thống mạng truy cập Dù dung lượng truyền dẫn trong mạng lưới đô thị và vùng miền nhỏ hơn so với các tuyến đường trục, nhu cầu chuyển đổi và định tuyến giữa các nút trong mạng này rất cao, dẫn đến hiện tượng nghẽn mạch thường xuyên Hiện nay, mạng kết nối đô thị và vùng miền được phát triển theo cấu trúc liên kết vòng, hình sao, chia lưới, hoặc kết hợp các cấu trúc này để nâng cao dung lượng, độ tin cậy và khả năng dự phòng.

Mạng truy cập đóng vai trò quan trọng trong việc kết nối dịch vụ viễn thông với người dùng, bao gồm doanh nghiệp và hộ gia đình, thông qua các liên kết ngắn ở lớp cuối cùng của mạng Lưu lượng dữ liệu từ các mạng truy cập được kết hợp trước khi kết nối vào mạng đô thị, với chiều dài truyền dẫn thường dưới 100 km Hiện nay, phần lớn lưu lượng được truyền qua cáp đồng trục và sóng vô tuyến, mặc dù cáp đồng trục gặp vấn đề về suy hao công suất và sóng vô tuyến có giới hạn về dung lượng Để đáp ứng nhu cầu ngày càng tăng về lưu lượng, hệ thống cáp quang FTTX đã được giới thiệu, kết nối đến các địa điểm như tư gia, biệt thự, tòa nhà và chung cư.

Các thành phần cơ bản trong hệ thống thông tin sợi quang

Nguồn phát quang laser

Để truyền dữ liệu qua sợi quang, tín hiệu cần được điều chế lên một sóng mang quang Nguồn sóng mang quang lý tưởng yêu cầu biên độ ổn định, công suất quang lớn, và pha cùng tần số không đổi Tuy nhiên, việc đạt được nguồn sóng mang lý tưởng gặp nhiều khó khăn do hạn chế về thành phần và vật liệu Laser là một trong những nguồn phát sóng mang quang, đáp ứng một phần các yêu cầu này và được lựa chọn cho các ứng dụng truyền dẫn tín hiệu thông tin quang.

Trong hệ thống truyền dẫn tín hiệu thông tin sợi quang băng rộng, việc lựa chọn nguồn phát quang laser có độ rộng phổ thấp là rất quan trọng để giảm nhiễu pha Các loại laser phổ biến hiện nay thường sử dụng công nghệ phản hồi phân tán (DFB), cho phép tạo ra sóng mang quang với độ rộng phổ khoảng 1 MHz Đặc biệt, độ rộng phổ khoảng 100 kHz hoặc thấp hơn được thực hiện để tối ưu hóa hiệu suất truyền dẫn.

Giản đồ mật độ phổ năng lượng của laser, như được thể hiện trong Hình 1.3, cho thấy sự khác biệt giữa hai loại laser với độ rộng phổ 100 kHz và 1 MHz Độ rộng phổ, hay băng thông của laser, được xác định bằng độ rộng tại nửa đỉnh biên độ trong giản đồ này Ngoài ra, nhiễu pha của laser cũng phụ thuộc vào độ rộng phổ và được tính toán theo công thức σ θ 2 = 2π∆f t s, trong đó t s là thời gian lấy mẫu.

Bộ điều chế quang

Bộ điều chế quang biến đổi thuộc tính của sóng tần số cao từ nguồn phát quang thông qua tín hiệu điều chế chứa thông tin Trong các ứng dụng thông tin băng rộng, laser là nguồn phát quang thường được sử dụng và có thể được điều chế bằng hai phương thức: điều chế trực tiếp và điều chế ngoài Điều chế trực tiếp cho phép công suất đầu ra thay đổi trực tiếp theo dòng đầu vào, mang lại lợi ích về sự đơn giản và chi phí thấp, nhưng lại có nhược điểm là tốc độ chậm hơn so với điều chế ngoài.

Hình 1.4 minh họa quá trình điều chế ánh sáng thông qua ống dẫn sóng giao thoa Mach-Zehnder (MZM) Ánh sáng được chia thành hai đường: một đường không thay đổi và một đường có các điện cực Khi áp dụng điện áp lên ống dẫn sóng bằng vật liệu điện quang LiNbO3, chiết suất khúc xạ của nó sẽ thay đổi, dẫn đến sự quay pha tỷ lệ với biên độ điện áp Điện áp đầu vào kết hợp với dịch pha 180 độ, được gọi là Vπ, và dịch pha này có thể được tính toán.

Bộ điều chế LiNbO3, được phát triển cho ứng dụng viễn thông, sử dụng ống dẫn sóng giao thoa Mach-Zehnder để điều chế ngoài Thiết bị này hoạt động hiệu quả ở cả hai bước sóng 1310 nm và 1550 nm, với điện áp V_in được đưa vào bộ điều chế.

Định dạng xung ở máy phát

Định dạng xung là quá trình điều chỉnh dạng sóng tín hiệu để tối ưu hóa truyền tải qua các kênh thông tin, giúp giảm thiểu hiện tượng nhiễu giao thoa giữa các ký tự (ISI) do sự chồng lấn trong quá trình truyền Để ngăn chặn nhiễu giữa các ký tự, các bộ lọc thỏa mãn tiêu chuẩn Nyquist với đáp ứng trực giao trong miền thời gian hoặc tần số được sử dụng trong hệ thống thông tin băng rộng Hệ thống truyền dẫn tín hiệu Nyquist, đặc biệt là bộ lọc cosin nâng (Raised Cosine) và hệ thống OFDM, đã được áp dụng rộng rãi trong nghiên cứu này.

1.3.3.1 Định dạng xung Nyquist với đáp ứng cosin nâng

Hệ thống truyền dẫn sử dụng bộ lọc đáp ứng xung cosin nâng RC được xây dựng theo tiêu chuẩn Nyquist Băng thông W của tín hiệu là: W = 2T 1

Đặc tuyến biên độ - tần số H(f) của bộ lọc RC phụ thuộc vào hai tham số chính là chu kỳ lấy mẫu ký tự T S và hệ số uốn lọc β, với 0 ≤ β ≤ 1 Hệ số β xác định khoảng ∆f vượt quá băng thông của bộ lọc BW so với giải thông chiếm giữ Nyquist, nằm trong dải từ 0 đến 1.

Hình 1.5: (a) Đặc tuyến biên độ - tần số của bộ lọc RC, (b) Định dạng xung theo thời gian của bộ lọc RC.

Biến đổi Fourier ngược củaH(f), chúng ta nhận được đáp ứng xung h(t) của bộ lọc RC (Hình 1.5(b)): h (t) = sin T πt

Bộ lọc cosin nâng được thể hiện trong Hình 1.5(b) cho thấy đáp ứng xung theo thời gian với thành phần đầu tiên là sin(t)/t Điều này đảm bảo rằng bộ lọc đạt giá trị cực đại tại thời điểm lấy mẫu và giá trị bằng không tại các thời điểm bội lần chu kỳ lấy mẫu.

1.3.3.2 Định dạng xung cho hệ thống truyền OFDM

Hình 1.6: Hệ thống thu phát OFDM [14].

Trong phần phát của hệ thống truyềnOFDM(Hình 1.6), chuỗi bit ngẫu nhiên được mã hóa thành chuỗi ký tự thông qua điều chế biên độ cầu phương

M-Quadrature Amplitude Modulation (M-QAM) là một kỹ thuật điều chế, trong đó dòng ký tự được chuyển qua bộ chuyển đổi nối tiếp/song song, tạo thành tập hợp N ký tự song song Các ký tự X(k,ρ) thể hiện dữ liệu tại sóng mang phụ thứ k, với k dao động từ 0 đến N-1 Tín hiệu truyền đi được tổng hợp từ các tín hiệu trên tất cả các nhánh song song và được biểu diễn bởi phương trình y(t).

Trong công thức X k,ρ p T (t − ρT S ) e j2πf k t, f k đại diện cho tần số của sóng mang phụ thứ k, với N là tổng số sóng mang phụ Chu kỳ ký tự OFDM được ký hiệu là T S, trong khi p T (t) là bộ lọc tại máy phát, được thiết kế cho tất cả các sóng mang phụ Tín hiệu được lấy mẫu với tần số N/T S, và tín hiệu truyền rời rạc y(n) có thể được biểu diễn lại dưới dạng y(n).

X k,ρ p T (n − ρN ) e j 2π N f k nT S (1.8) Định dạng xung của bộ lọc p T (t) = √ 1

Trong khoảng thời gian 0 ≤ t < T S, tín hiệu N có dạng xung hình chữ nhật Để tối đa hóa tỷ lệ công suất tín hiệu trên nhiễu tại máy thu, bộ lọc p R (t) được thiết kế nhằm khôi phục chuỗi ký tự mà không có nhiễu xuyên ký tự Điều kiện khôi phục được xác định qua tích phân: ∫ −∞ +∞ p T,k (t − mT S ) p ∗ R,l (t − nT S ) dt = δ k,l δ m,n.

(1.9) vớip T,k (t) = p T (t) e j2πf k t , g R,l (t) = g R (t) e j2πf l t và δ k,l là hàm Kronecker Để thỏa mãn điều kiện trực giao, tần số sóng mang phụ f k được chọnf k T S = k Tín hiệu rời rạc từ phương trình (1.8) được viết lại: y [n] = F −1 (X k ) = 1

X k e j 2π N nk , 0 ≤ n < N (1.10) Ở phía thu, ký tự M-QAM được khôi phục có thể khôi phục hoàn hảo bằng cách sử dụng - Fast Fourier Transform (FFT) đối với tín hiệu thu được r[n]:

Điều chế biên độ cầu phương nhiều mức M và hiệu suất phổ 13

Điều chế biên độ cầu phương M-QAM là một phương pháp điều chế số, trong đó chuỗi bit được mã hóa thành các ký tự, với thông tin được truyền qua biên độ và pha của sóng mang Các dạng điều chế QAM bậc cao phổ biến như 16-QAM, 64-QAM và 256-QAM thường có chòm sao sắp xếp theo hình vuông Tín hiệu điều chế QAM sử dụng hai sóng mang vuông góc để tối ưu hóa khả năng truyền tải thông tin.

(a) QPSK, SE = 2 bit/s/Hz (b) 16-QAM, SE = 4 bit/s/Hz

(c) 32-QAM, SE = 5 bit/s/Hz (d) 64-QAM, SE = 6 bit/s/Hz

Điều chế QAM (Quadrature Amplitude Modulation) kết hợp điều chế biên độ và điều chế pha, cho phép truyền tải thông tin hiệu quả qua sóng mang Trong biểu thức u m (t) = A mc cos (2πf c t) + A ms sin (2πf c t), A mc và A ms đại diện cho các mức biên độ được mã hóa từ chuỗi bit thông tin Biểu thức này có thể được viết lại dưới dạng u m (t) = A m cos (2πf c t + θ n ), trong đó θ n là pha điều chế, cho thấy sự tương tác giữa tần số sóng mang và thông tin được truyền tải.

Tốc độ bit dữ liệu được truyền dẫn R liên hệ với tốc độ mẫu ký tự G và điều chế M-QAM thông qua công thức:

Hiệu suất phổ (SE) được định nghĩa là số bit mã hóa trên mỗi ký tự, được biểu diễn qua công thức R = G.SE = G.log2(M), trong đó M là số điểm trong giản đồ chòm sao của điều chế biên độ cầu phương M-QAM (Hình 1.7).

Hệ thống ghép kênh phân chia bước sóng

Hình 1.8: Kỹ thuật ghép kênh phân chia theo bước sóng WDM trong cấu trúc mạng cố định [16].

Nhằm tăng dung lượng truyền dẫn hệ thống thông tin quang, hiện nay kỹ thuật ghép kênh theo phân chia bước sóng WDM được áp dụng rộng rãi.

Kỹ thuật WDM cho phép điều chế tín hiệu điện thành tín hiệu quang ở các bước sóng khác nhau, sau đó ghép lại và truyền đi đồng thời trong cùng một sợi quang Tại phía thu, các tín hiệu quang được tách ra thành các kênh riêng biệt nhờ thiết bị thu quang ở tần số thích hợp Kỹ thuật này khai thác băng thông lớn từ sợi quang, với các bộ thu phát hiện nay có tốc độ dữ liệu lên tới 10 Gbit/s, 40 Gbit/s hoặc 100 Gbit/s, được định vị tại các "khe" tần số với khoảng cách băng thông cố định 50 GHz theo tiêu chuẩn ITU-T Kiến trúc với khoảng cách cố định giữa các "khe" tần số này được gọi là cấu trúc mạng cố định.

Nhu cầu về lưu lượng dữ liệu trong sợi quang đang gia tăng mạnh mẽ, dẫn đến sự phát triển của các hệ thống thu phát quang thế hệ tiếp theo với tốc độ lên đến 400 Gbit/s hoặc 1 Tbit/s Tuy nhiên, độ lợi phổ trong cấu trúc mạng cố định hiện tại chưa được tối ưu do khoảng cách giữa các kênh quang vẫn còn lớn Để nâng cao dung lượng truyền dữ liệu, cần giảm khoảng cách giữa các kênh quang và phát triển hệ thống ghép kênh WDM với khoảng cách kênh linh hoạt, điều này rất được mong đợi trong các thế hệ truyền dẫn thông tin quang tương lai.

Kênh truyền sợi quang

Hiện nay, truyền dữ liệu tốc độ cao qua khoảng cách dài chủ yếu sử dụng sợi quang nhờ vào đặc tính ưu việt như suy hao thấp và băng thông lớn Cấu trúc của sợi quang trong hệ thống truyền dẫn thông tin được làm từ thủy tinh silica, bao gồm ba lớp chính: phần lõi, phần vỏ và phần áo khoác bên ngoài Cả lõi và vỏ đều là thủy tinh silica, nhưng trong quá trình sản xuất, chúng được pha tạp với các hợp chất khác nhau để tạo ra các chỉ số khúc xạ khác nhau Chỉ số khúc xạ của phần lõi cao hơn lớp vỏ, giúp ánh sáng được phản xạ toàn phần trong sợi.

Hình 1.9: Cấu trúc sợi quang.

Sợi quang silica hiện nay có khả năng truyền ánh sáng với tổn thất chỉ 0.2 dB/km Tuy nhiên, do khoảng cách truyền lớn, suy hao sợi quang vẫn là một thách thức quan trọng, yêu cầu phải thiết lập các trạm lặp hoặc bộ khuếch đại trong hệ thống thông tin sợi quang đường dài Một vấn đề khác là tán sắc sợi, dẫn đến sự mở rộng của các xung quang trong quá trình truyền dẫn Nếu xung quang mở rộng vượt quá khe bit phân bổ, hiện tượng chồng lấn xảy ra, khiến tín hiệu không thể khôi phục Đối với sợi quang đa mode, các xung lan truyền với tốc độ khác nhau (thường là 10 ns/km), do đó sợi quang đơn mode được ưu tiên sử dụng trong các hệ thống thông tin sợi quang đường dài, đây cũng là đối tượng chính của nghiên cứu trong luận án này.

Bộ thu quang coherence

Bộ thu quang coherence kết hợp tín hiệu quang đến và tín hiệu tại dao động ký, tạo ra các dòng cân bằng trước khi vào bộ phận thu, giúp hạn chế tác động của nhiễu bắn Kỹ thuật này cho phép thu tín hiệu với các điều chế QAM bậc cao và tín hiệu phân cực kép PDM, tăng gấp đôi hiệu suất phổ của hệ thống (bit/s/Hz) Do đó, bộ thu phát quang coherence trở thành công nghệ thiết yếu trong các hệ thống thông tin sợi quang băng rộng.

Hình 1.10: Cấu hình bộ thu coherence được đo giữa tín hiệu nhận được và dao động ký.

Nguyên lý hoạt động của bộ thu coherence dựa trên việc nhân giữa trường điện của tín hiệu quang đến và tín hiệu sóng liên tục tại bộ dao động nội (Local Oscillator - LO) Tín hiệu quang đến máy thu đóng vai trò quan trọng trong quá trình này.

E S (t) = A S (t) e −(jω S t+θ s (t)) thể hiện mối quan hệ giữa tần số sóng ánh sáng ω S, biên độ A S và góc pha θ s của tín hiệu quang Tín hiệu liên tục được ghi nhận tại dao động ký sẽ được biểu diễn theo công thức này.

E LO (t) = A LO (t) e −(jω LO t+θ LO (t)) (1.17) trong đó, ω LO đại diện cho tần số dao động nội của dao động ký, A LO là biên độ, và θ LO là góc pha của tín hiệu sóng liên tục Biên độ phức A s cũng được đề cập trong ngữ cảnh này.

A LO liên hệ với công suất tín hiệu P S và P LO bởi công thức P S = |A S | 2 /2 và

P LO = |A LO | 2 /2 Khi tín hiệu quang và tín hiệu tại dao động kí có cùng phân cực, trường điện trong các diode thu quang được mô tả cho cả phần trên và phần dưới.

Dòng điện tại các diode quang (Hình 1.10) với độ nhạy thuR lần lượt là:

(1.21) trong đó, ω IF là tần số trung tần được xác định bởi ω IF = |ω S − ω LO |. Độ nhạy của diode thu quang được tính bằng

~ ω S (1.22) với e, ~, η lần lượt là điện tích electron, hằng số Planck và hiệu suất lượng tử. Dòng điện tại bộ thu cân bằng được xác định bởi công thức:

Trong bộ thu coherence, tín hiệu được nhận từ sự kết hợp giữa tín hiệu quang đến và tín hiệu dao động nội, với xử lý ở băng tần cơ sở hoặc tại tần số trung tần khoảng 1 GHz Tín hiệu quang có cường độ nhỏ khi kết hợp với tín hiệu dao động nội cường độ lớn tạo ra sự khuếch đại tuyến tính Việc chuyển đổi tín hiệu quang thành tín hiệu điện được thực hiện thông qua các điốt quang thác (APD), giúp tăng cường độ nhạy và tạo ra tín hiệu điện từ có công suất tốt hơn so với nhiễu trong quá trình tách sóng Bộ tách coherence mang lại nhiều ưu điểm hơn so với bộ tách trực tiếp.

Công nghệ này sở hữu độ nhạy cao về pha và biên độ sóng quang, đồng thời cung cấp khả năng lọc quang siêu hẹp cho hệ thống ghép kênh phân chia bước sóng mật độ dày đặc (DWDM).

Cơ sở truyền tín hiệu trong sợi quang

Sợi quang là một ống dẫn sóng điện môi, hoạt động hiệu quả ở tần số quang học Ánh sáng, dưới dạng sóng điện từ, tuân theo hệ phương trình Maxwell, điều này giải thích sự lan truyền của sóng ánh sáng trong sợi quang.

Trong phương trình ∇ ~ B = 0 (1.27), các vectơ trường điện E ~ và trường từ H ~ cùng với vectơ cảm ứng điện D ~ và cảm ứng từ B ~ được đề cập Mật độ điện tích ρ f và vectơ mật độ dòng điện J ~ cũng được nhắc đến Các toán tử như ∇ × F ~, ∇ ~ F và ∇ F ~ được định nghĩa trong tài liệu [103], tương ứng là rot F ~, div F ~ và grad F ~, với F ~ = F x i x + F y i y + F z i z là một vector trong hệ tọa độ x, y, z.

Sợi quang được chế tạo từ sợi thủy tinh silica, một vật liệu không nhiễm điện và không nhiễm từ Trong môi trường này, điện tích tự do không tồn tại, dẫn đến J ~ = 0 và ρ f = 0 Các đại lượng D ~ và B ~ có mối liên hệ với các vectơ E ~ và H ~ thông qua các biểu thức cụ thể.

Công thức B ~ = à 0 H ~ + M , ~ (1.29) mô tả mối quan hệ giữa từ trường và điện trường, trong đó ε 0 = 8.85418.10 −12 F/m là hằng số điện mụi tuyệt đối và à 0 = 4π.10 −7 H/m là độ từ thẩm tuyệt đối trong chân không Các đại lượng P ~ và M ~ đại diện cho vector phân cực điện và phân cực từ Đặc biệt, sợi thủy tinh là vật liệu không nhiễm từ, do đó M ~ = 0.

Chúng tôi nhận thấy rằng trường điện E ~ và trường từ H ~ có sự biến đổi tương tự, do đó, trong các phần tiếp theo, luận án sẽ chỉ tập trung vào việc đề cập và tính toán trường điện E ~ Bằng cách áp dụng toán tử rot vào phương trình (1.24) và kết hợp với phép thay thế từ phương trình (1.25), chúng tôi có thể tính toán được kết quả.

∂t 2 , (1.32) với c = (à 0 ε 0 ) −1/2 là tốc độ ỏnh sỏng trong chõn khụng , P ~ là vector phõn cực điện Sử dụng phép biến đổi Laplace và ∇ ~ E = 0 từ phương trình (1.32), ta có:

Từ đó, phương trình (1.32) được biến đổi thành:

Việc tìm nghiệm cho phương trình (1.34) được thực hiện trên miền tần số thông qua biến đổi Fourier Trường điện Ee(r, ω) được biểu diễn dưới dạng khai triển Fourier từ E(r, t).

Ee(r, ω) (1.35) trong đó, hằng số điện môi trong miền tần số được tính như sau: ε (ω) = 1 + χ e

(1) (ω) là hệ số cảm ứng điện và là biến đổi Fourier của χ (1) (t) Hệ số điện môi ε (ω) được tính bởi: ε (ω) = n + j αc 2ω

Từ phương trình (1.36), (1.37), chiết suấtn và hệ số suy hao α được tính [104]: n (ω) = 1 + 1

Trong sợi quang có độ suy hao thấp, thành phần thực < {ε (ω)} lớn hơn rất nhiều so với thành phần ảo= {ε (ω)} Vì thế, ε (ω)có thể thay thế bởi n 2 (ω).

Và phương trình (1.36) được viết lại thành phương trình Helmholtz:

∇ 2 Ee(r, ω) + n 2 (ω) k 0 2 Ee(r, ω) = 0 (1.40) trong đó, hệ số sóng không gian tự do k 0 được định nghĩa: k 0 = ω c = 2π λ , (1.41) với λ là bước sóng ánh sáng dao động tại tần số ω.

Nghiệm của phương trình Helmholtz (1.41) cho sợi quang đơn mode được tính toán bằng phương pháp tách biến:

E(r, ωe − ω 0 ) = F (x, y) Ae(z, ω − ω 0 ) exp (jβ 0 z) , (1.42) trong đó,Ae(z, ω)là thành phần biên độ biến đổi chậm của trường điện và β 0 là số bước sóng Thay phương trình (1.42) vào (1.40), ta nhận được:

Trong nghiên cứu về sợi quang đơn mode, phương trình mode F(x, y) được thể hiện qua Ae = 0, (1.44) và luôn được thỏa mãn theo phương trình (1.43) [32] Do đó, khi truyền dẫn tín hiệu qua sợi quang đơn mode, chúng ta chỉ cần tập trung vào thành phần biên độ biến đổi chậm của trường điện Ae(z, ω) Để mô tả quá trình truyền tín hiệu, trường điện Ae(z, ω) trong miền tần số từ phương trình (1.44) sẽ được chuyển đổi sang miền thời gian.

A (z, t) được tính toán với kết quả được biểu diễn như sau [32]:

Trong nghiên cứu này, A = A(z, t) đại diện cho đường bao xung thay đổi chậm của trường điện, trong đó z là trục truyền sóng Thời gian quy chiếu T được xác định bởi công thức T = t − z/v g, với t là thời gian vật lý và v g là vận tốc nhóm Các hệ số α và β 2, β 3 lần lượt là hệ số suy hao sợi và hệ số tán sắc vận tốc nhóm bậc 2 và bậc 3 Hệ số phi tuyến Kerr γ được tính theo công thức γ = n 2 ω cA ef f.

Phương trình phi tuyến Schrödinger (NLSE) mô tả sự phát triển của xung tín hiệu trong sợi quang, chịu ảnh hưởng bởi suy hao công suất và méo dạng tuyến tính từ tán sắc bậc 2 và bậc 3, kết hợp với méo dạng phi tuyến từ hiệu ứng Kerr Các hiệu ứng phi tuyến này phụ thuộc vào cường độ tín hiệu và hệ số phi tuyến Kerr, ảnh hưởng đến méo dạng tín hiệu trong quá trình truyền dẫn, từ đó tác động đến hiệu suất của hệ thống thông tin sợi quang Luận án này tập trung vào nghiên cứu hệ thống thông tin quang sử dụng sợi quang đơn mode và các hiện tượng vật lý liên quan.

Méo tín hiệu trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng

Suy hao công suất trong sợi quang

Suy hao công suất sợi quang là yếu tố quan trọng trong thiết kế hệ thống thông tin quang, xác định khoảng cách tối đa giữa bộ phát và bộ thu quang Cơ chế suy hao chủ yếu bao gồm suy hao hấp thụ, tán xạ và bức xạ năng lượng ánh sáng.

∆P tỷ lệ với chiều dài truyền dẫn L và được tính theo biểu thức:

Công suất tín hiệu quang được phóng vào sợi quang (P in) và công suất tín hiệu quang nhận được ở đầu ra (P out) được thể hiện qua công thức [dB] = (1.48) Suy hao tín hiệu trên 1 km của sợi quang, ký hiệu là α, có thể được suy ra từ biểu thức: α = 10.

1.5.1.1 Bù suy hao công suất bằng bộ khuếch đại quang EDFA

Sự phát triển của khoa học công nghệ đã dẫn đến việc phát minh ra bộ khuếch đại pha tạp Erbium (EDFA), tạo ra bước ngoặt quan trọng trong hệ thống truyền tải thông tin Việc áp dụng thiết bị toàn quang trong các hệ thống truyền tải đường trục đã cho phép gia tăng khoảng cách giữa các trạm lặp từ 60-70 km lên hàng ngàn kilômét Hiện nay, hệ thống truyền dẫn sợi quang sử dụng EDFA đã trở nên phổ biến trên toàn cầu Mặc dù bộ khuếch đại Raman có ưu điểm vượt trội về tính đối xứng giản đồ năng lượng, nhưng việc triển khai chúng trên quy mô lớn lại rất tốn kém, làm tăng chi phí truyền dẫn trên mỗi bit dữ liệu Luận án này sẽ tập trung vào nghiên cứu hệ thống sợi quang băng rộng sử dụng bộ khuếch đại EDFA.

1.5.1.2 Nhiễu phát xạ tự phát

Nhiễu phát xạ tự phát (ASE) là kết quả của hiện tượng phát xạ tự phát các ion Erbium trong sợi pha tạp Erbium - Erbium Doped Fiber (EDF) của EDFA, khi các ion này chuyển từ mức năng lượng cao xuống mức năng lượng thấp mà không cần kích thích từ tín hiệu ánh sáng Quá trình này tạo ra các photon với hướng và pha ngẫu nhiên, và những photon này được giữ lại, lan truyền trong sợi và tiếp tục được khuếch đại qua các bộ EDFA tiếp theo Tất cả các bộ khuếch đại đều làm giảm tỉ số tín hiệu trên nhiễu do nhiễu phát xạ tự phát, gây tích lũy nhiễu trong suốt quá trình truyền dẫn.

Mật độ phổ công suất của nhiễu ASE được xác định bởi:

Công thức S ASE = n sp hν (G − 1) mô tả sự phát xạ kích thích trong các bộ khuếch đại, trong đó G là độ lợi của bộ khuếch đại, hν là năng lượng của một photon với h = 6.624 × 10 −34 Js là hằng số Planck, và ν được tính bằng c/λ, với c là tốc độ ánh sáng và λ là bước sóng Hệ số phát xạ tự phát n sp, hay hệ số nghịch đảo mật độ tích lũy, được xác định bằng công thức n sp = n 2 n 2 − n 1.

Trong nghiên cứu này, nồng độ ion Erbium được xác định ở hai mức năng lượng: mức năng lượng nền (n1) và mức năng lượng kích thích (n2) Hệ số nhiễu F_n được tính bằng tỉ số giữa công suất tín hiệu và công suất nhiễu.

- Signal-to-noise ratio (SNR) giữa đầu vào và đầu ra của bộ khuếch đại khi

F n = (SN R) in (SN R) out = 2n sp

Mật độ phổ công suất của nhiễuASE từ phương trình (1.51) được tính:

2 = P ASE /∆v opt , (1.53) trong đó, P ASE là công suất nhiễu ASE ứng với băng thông quang ∆v opt

Hiện tượng tán sắc trong sợi quang đơn mode

Hiện tượng tán sắc xảy ra khi một xung ánh sáng bị giãn rộng về mặt thời gian sau khi truyền qua sợi quang trong một khoảng cách nhất định.

Khi xung bị giãn ra, tín hiệu méo dạng sẽ chồng lên các xung bên cạnh, gây ra nhiễu xuyên ký tự ISI Nếu mức độ nhiễu vượt qua ngưỡng giới hạn, thiết bị thu sẽ không phân biệt được các xung kề nhau, dẫn đến lỗi bit Độ trễ nhóm τ g của nhóm tần số truyền theo chiều dài sợi quang L được xác định bằng công thức τ g = L v g, trong đó v g = dβ/dω.

Vận tốc nhóm (v_g) được xác định bởi độ trễ nhóm giữa các thành phần phổ khác nhau Sự khác biệt này phụ thuộc vào phổ tín hiệu và sự thay đổi của độ trễ nhóm theo tần số Biểu thức cụ thể để tính toán độ trễ nhóm sẽ giúp hiểu rõ hơn về mối quan hệ này.

Hệ số tán sắc vận tốc nhóm β 2, được biểu diễn bằng công thức ∆ωLβ 2 , xác định độ rộng của xung tín hiệu trong quá trình truyền Độ tán sắc tổng cộng của sợi quang, ký hiệu là D, được xác định dựa trên các yếu tố liên quan đến tán sắc.

D = q τ 2 o − τ 2 i , (1.57) trong đó, τ i , τ o lần lượt là độ rộng xung đầu vào và xung đầu ra Độ tán sắc qua mỗi km sợi được tính bằng ns/km hoặc ps/km.

Mối quan hệ giữa thông số tán sắc D và tán sắc vận tốc nhóm β 2 được xác định bởi công thức:

Tán sắc vận tốc nhóm trong sợi quang đơn mode được đo bằng đơn vị ps/nm/km, với giá trị khoảng 17 ps/nm/km tại bước sóng 1550 nm và bằng 0 tại 1310 nm Độ dốc tán sắc S, có đơn vị ps/nm²/km, cho thấy sự thay đổi của tán sắc vận tốc nhóm theo tần số và liên quan đến các tham số β2 và β3 thông qua một biểu thức nhất định.

Hiện tượng phi tuyến Kerr

Trong môi trường sợi quang silica, phản ứng phi tuyến của chất điện môi xảy ra dưới tác động của trường điện E với cường độ ánh sáng cao Vector phân cực điện P được biểu diễn một cách cụ thể để thể hiện sự tương tác này.

Hệ số cảm ứng điện bậc n, ký hiệu là χ(n), đóng vai trò quan trọng trong độ phi tuyến của sợi quang, đặc biệt là χ3, được biết đến với hiệu ứng phi tuyến Kerr Sợi quang làm từ vật liệu SiO2 có cấu trúc phân tử đối xứng, dẫn đến hệ số cảm ứng điện bậc hai χ2 = 0 Trong hệ thống thông tin sợi quang với công suất vừa phải, các hệ số cảm ứng điện bậc cao như χ5 và χ7 gần như không có ảnh hưởng và thường bị bỏ qua Mặc dù giá trị của hệ số phi tuyến Kerr cho sợi quang đơn mode tiêu chuẩn là nhỏ, nhưng khi truyền tín hiệu ở khoảng cách lớn, các hiệu ứng phi tuyến này tích lũy, gây suy giảm hiệu suất truyền dẫn và giới hạn dung lượng kênh cũng như khoảng cách truyền Để hiểu rõ hơn về những hiệu ứng phi tuyến này, phương trình Schrödinger được biểu diễn dưới dạng [38].

(1.62) trong đó,A 1 , A 2 , A 3 là trường điện của kênh đơn hay trường điện của các kênh với tần số khác nhau Và |.| biểu diễn giá trị tuyệt đối.

Tự điều chế pha (Self phase modulation - SPM) là hiện tượng méo phi tuyến xảy ra khi chiết suất của vật liệu sợi quang thay đổi theo cường độ ánh sáng Hiệu ứng phi tuyến này dẫn đến việc giãn nở phổ của các xung quang Tác động của SPM được phân tích thông qua phương trình phi tuyến Schrodinger, trong đó giả sử bỏ qua ảnh hưởng của tán sắc bậc hai và bậc ba.

Phương trình trên có nghiệm là:

exp (jθ SP M (z, T )) , (1.64) trong đó, A(0, T ) là cường độ trường điện tại vị trí ánh sáng đi vào sợi quang z=0 Pha tự điều chế θ SP M (z,T) được định nghĩa: θ SP M (z, T ) = γL ef f |A (0, T )| 2 , (1.65)

Hiện tượng tự điều chế pha không làm thay đổi hình dạng sóng điện từ, nhưng ảnh hưởng đến độ dịch chuyển pha phi tuyến θ SP M, tỷ lệ thuận với hệ số phi tuyến, chiều dài hiệu quả L ef f và công suất tín hiệu quang |A (0, T )| 2 Sự mở rộng phổ do tự điều chế pha SPM dẫn đến sự thay đổi theo thời gian của pha dịch chuyển phi tuyến θ SP M Tín hiệu quang có xung được mở rộng trong miền tần số có thể được biểu diễn bằng công thức: δω (T ) = − δθ SP M δT = −γL ef f δ δT |A (0, T )| 2.

Mức độ mở rộng của phổ tín hiệu quang bị ảnh hưởng bởi hình dạng xung của tín hiệu truyền Sự thay đổi theo thời gian của mức độ mở rộng phổ δω liên quan đến biến thiên tần số, dẫn đến việc các thành phần tần số mới liên tục được tạo ra khi tín hiệu quang di chuyển qua sợi.

Khi nhiều kênh quang truyền qua sợi quang, hiện tượng giãn nở xung do tán sắc xảy ra, dẫn đến sự chồng chất và tương tác phi tuyến giữa các xung quang Hiện tượng này được gọi là điều chế pha chéo (XPM), trong đó độ dịch chuyển pha phi tuyến không chỉ phụ thuộc vào công suất của kênh mà còn vào công suất của các kênh khác Độ dịch chuyển pha phi tuyến của kênh j được biểu diễn bằng công thức θ NL j = γL ef f.

Phương trình (1.68) chứa hai thành phần chính: tự điều chế pha và điều chế pha chéo Hệ số 2 trong thành phần điều chế pha chéo (XPM) chỉ ra rằng trong hệ thống WDM, ảnh hưởng của XPM mạnh gấp đôi so với tự điều chế pha ở cùng mức công suất Độ dịch chuyển pha tổng cộng phụ thuộc vào tổng công suất của tất cả các kênh và biến đổi theo chuỗi bit của các kênh lân cận, được biểu diễn như sau: δω j (T ) = − δθ XPM ,j δT = −2γL ef f δ δT.

Phương trình (1.69) chỉ ra rằng sự thay đổi công suất giữa các kênh lân cận theo thời gian sẽ dẫn đến biến dạng méo pha phi tuyến pha chéo cũng thay đổi theo Để cải thiện hiệu suất phổ, các tín hiệu quang được điều chế ở bậc cao, tuy nhiên, điều này lại làm gia tăng tác động của méo pha phi tuyến pha chéo, từ đó giảm chất lượng đường truyền.

Méo phi tuyến XPM khác với hiện tượng điều chế pha chéo, nó được hình thành do sự tác động của công suất giữa các kênh khác nhau lên pha của nhau Đồng thời, hiện tượng trộn bốn bước sóng (FWM) xảy ra khi có sự trao đổi năng lượng giữa các kênh khác nhau Đặc biệt, chiết suất của sợi quang phụ thuộc vào công suất và có sự xuất hiện của độ nhạy cảm ứng điện bậc ba χ 3.

Hiện tượng trộn bốn bước sóng là một dạng méo phi tuyến bậc ba trong hệ thống truyền dẫn WDM Trong hệ thống này, ba trường điện với các tần số quang khác nhau f i, f j, f k được truyền dẫn đồng thời Dưới tác động của χ 3, một trường điện thứ tư được hình thành, với tần số liên hệ với các trường điện trước đó theo công thức f ijk = f i + f j − f k, trong đó k khác i và j.

Công suất của bước sóng thứ tư được tạo ra từ hiện tượng trộn bốn bước sóng FWM, tỷ lệ thuận với công suất của các bước sóng tương tác.

Công thức P i P j P k exp(−αL) η (1.71) mô tả mối quan hệ giữa các biến trong hệ thống quang học, trong đó D ijk là hằng số, bằng 3 khi i = j và bằng 6 khi i khác j Hệ số phi tuyến được ký hiệu là γ, trong khi L ef f đại diện cho chiều dài hiệu quả của sợi quang, được tính theo công thức (1.66).

Công suất đầu vào của tín hiệu với các tần số khác nhau được ký hiệu là P i, P j, P k Hệ số hiệu quả của FWM, ký hiệu là η, phụ thuộc vào độ lệch giữa các hệ số truyền dẫn của các sóng tương tác với nhau Công thức tính η được xác định như sau: η = α^2 / (α^2 + ∆β^2 (1 + 4exp(−αL) sin^2(∆βL/2))).

Hệ số suy hao của sợi quang được biểu thị bằng công thức (1 − exp(−αL))², trong đó α là hệ số suy hao, L là chiều dài tuyến truyền Độ lệch giữa các hệ số truyền dẫn của các sóng khác nhau được ký hiệu là ∆β và được định nghĩa như sau:

, (1.73) trong đó, D là tán sắc sợi quang Hệ số hiệu quả FWM η đạt giá trị cực đại khi ∆β=0 và nó sẽ giảm dần khi ∆β tăng lên.

Độ lệch ∆β trong phương trình (1.73) phụ thuộc vào tán sắc sợi quang D và khoảng cách giữa các kênh quang WDM Hiệu ứng trộn bốn bước sóng (FWM) sẽ giảm khi tán sắc vật liệu và khoảng cách giữa các kênh tăng lên, nhưng để tối ưu hóa hiệu suất, khoảng cách giữa các kênh WDM thường được thiết lập nhỏ lại Để giảm thiểu FWM, khoảng cách giữa các kênh có thể được điều chỉnh không đều, giúp loại bỏ các tần số sinh ra không trùng với tần số truyền dẫn Theo tiêu chuẩn ITU-T, khoảng cách tần số giữa các kênh thường được đặt đều và là bội số của 50 GHz hoặc nhỏ hơn Do đó, trộn bốn bước sóng là một hiện tượng phi tuyến quan trọng ảnh hưởng đến tín hiệu quang, với hai yếu tố chính là dung lượng truyền và định dạng điều chế Việc áp dụng các kỹ thuật bù méo phi tuyến là cần thiết để nâng cao tỷ số tín hiệu trên nhiễu trong quá trình truyền.

Méo dạng tín hiệu do băng thông giới hạn của bộ thu phát 27

Hiện nay, việc sử dụng bộ chuyển đổi số sang tương tự (DAC) để tạo tín hiệu trở thành một phương pháp hấp dẫn nhờ cấu hình đơn giản và tính linh hoạt Trong những năm gần đây, tốc độ phát tín hiệu của DAC đã đạt tới 100 Gbit/s và cao hơn, cho phép phát các tín hiệu với dạng sóng tùy ý và điều chế khác nhau, được điều khiển bằng phần mềm ngoại tuyến Tuy nhiên, một vấn đề lớn là băng thông tín hiệu thường nhỏ hơn một nửa tốc độ lấy mẫu, dẫn đến méo dạng tín hiệu do giới hạn băng thông.

Để giảm méo tín hiệu do băng thông giới hạn, bộ lọc đáp ứng xung hữu hạn (FIR) được sử dụng để bù méo trước tín hiệu trong miền điện Việc xác lập bộ lọc FIR yêu cầu đo chính xác băng thông của hệ thống, thường thông qua một tín hiệu kích thích như tín hiệu hình sin được truyền qua bộ điều chế MZM Quá trình quét tần số và đo công suất quang từ đầu ra của MZM giúp xác định băng thông, với điều kiện sử dụng tín hiệu hình sin có biên độ nhỏ để hạn chế ảnh hưởng của méo phi tuyến Nếu sử dụng tín hiệu có biên độ lớn, kết quả đo sẽ không chính xác do tác động của tính phi tuyến Hơn nữa, băng thông thiết bị truyền dẫn và các hiệu ứng lọc có thể làm suy giảm chất lượng hệ thống do nhiễu xuyên ký tự và nhiễu giữa các kênh.

Méo dạng tín hiệu do giới hạn cắt của bộ khuếch đại công suất lớn

Nâng cao dung lượng truyền dẫn của hệ thống mạng truy cập đang thu hút sự chú ý lớn do những thách thức về năng lượng và tính linh hoạt của hạ tầng truyền tải dữ liệu Nghiên cứu cho thấy hệ thống lai ghép giữa sóng vô tuyến và sợi quang có nhiều ưu điểm, nhưng việc nâng cao tần số sóng mang lại suy hao lớn trên đường dẫn sóng vô tuyến Điều này đặt áp lực lên bộ khuếch đại công suất (PA) tại bộ phát sóng ăng-ten, yêu cầu bộ khuếch đại hoạt động gần mức bão hòa để bù đắp tổn thất Tuy nhiên, điều này dẫn đến méo tín hiệu phi tuyến và suy giảm chất lượng truyền dẫn Các hiệu ứng cắt xén tín hiệu và méo dạng phi tuyến do bộ khuếch đại hoạt động gần mức bão hòa sẽ được phân tích chi tiết trong chương 4.

Các kỹ thuật bù méo tín hiệu thông dụng trong hệ thống thông tin sợi quang

Kỹ thuật bù tán sắc dùng sợi DCF

Một phương pháp phổ biến để bù sai lệch tán sắc trong hệ thống thông tin sợi quang là sử dụng sợi bù tán sắc - Dispersion Compensating Fiber (DCF)

Phương pháp bù tán sắc trong truyền dẫn quang sử dụng sợi quang đơn mode tiêu chuẩn (SSMF) kết hợp với sợi DCF có tán sắc âm Điều này được thực hiện bằng cách đảm bảo điều kiện D1L1 + D2L2 = 0, trong đó D1 và D2 lần lượt là tán sắc của sợi SSMF và DCF, còn L1 và L2 là khoảng cách tín hiệu quang truyền qua hai loại sợi này Sợi DCF thường có tán sắc âm lớn, dẫn đến chiều dài sợi DCF thường ngắn, giúp hệ thống truyền bù méo tán sắc hoạt động hiệu quả.

Sợi bù tán sắc (DCF) có suy hao công suất lớn và hệ số phi tuyến Kerr cao, dẫn đến tổng suy hao trong hệ thống lớn và tăng cường nhiễu phát xạ tự phát ASE trong bộ khuếch đại quang Hơn nữa, sợi DCF không chỉ không thực hiện bù méo phi tuyến mà còn làm gia tăng tác động méo dạng phi tuyến trong hệ thống truyền Do đó, hệ thống sợi quang sử dụng bù tán sắc với sợi DCF thường phù hợp cho các ứng dụng truyền dẫn có tốc độ ký tự thấp, như điều chế bật/tắt (OOK) hoặc QPSK, và thích hợp trong trường hợp khoảng cách giữa các trạm lặp ngắn.

Kỹ thuật bù tán sắc ở miền điện

Một kỹ thuật phổ biến hiện nay để bù tán sắc cho hệ thống thông tin sợi quang là sử dụng bù tán sắc trong miền điện tại máy thu.

Trong phương pháp truyền dẫn qua kênh sợi quang, kênh được coi là tuyến tính Tán sắc gây ra sự giãn nở của xung tín hiệu, nhưng kỹ thuật bù số tại phía thu giúp thu hẹp các xung này trở lại kích thước ban đầu Điều này cho thấy phương pháp bù này rất hiệu quả cho các hệ thống truyền sợi quang, đặc biệt khi tác động của méo phi tuyến không quá lớn, như trong trường hợp tốc độ ký tự thấp dưới 50 Gbaud với điều chế bậc thấp.

OOK, điều chế pha nhị phân - Binary Phase Shift Keying (BPSK), QPSK,đồng thời khoảng cách giữa các trạm lặp ngắn.

Kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số

Kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số là một phương pháp bù méo tín hiệu hoàn hảo được thực hiện hoàn toàn ở máy thu Kỹ thuật này hoạt động bằng cách đảo ngược quá trình méo tín hiệu khi truyền qua sợi quang, sử dụng tín hiệu nhận được tại phía thu và truyền qua tuyến truyền ảo với các thông số trái dấu Tuy nhiên, độ phức tạp trong việc hiện thực hóa kỹ thuật này trên máy thu là rất lớn, tạo ra thách thức trong việc giảm độ phức tạp cho các bộ xử lý thời gian thật Các nghiên cứu và đề xuất nhằm nâng cao hiệu suất bù méo tín hiệu băng rộng của kỹ thuật DBP sẽ được trình bày trong chương 2.

Kỹ thuật sử dụng bộ liên hợp pha quang

Khác với kỹ thuật DBP được thực hiện ở phía thu, kỹ thuật sử dụng bộ liên hợp pha quang được thực hiện ngay trên giữa tuyến truyền quang [26,

Kỹ thuật bù méo tín hiệu trong truyền dẫn quang bằng cách sử dụng tín hiệu liên hợp pha quang đã cho thấy khả năng bù méo phi tuyến tối ưu cho hệ thống có giản đồ năng lượng đối xứng Tuy nhiên, với sự phổ biến của hệ thống truyền dẫn sử dụng bộ khuếch đại quang EDFA và giản đồ năng lượng không đối xứng, hiệu suất bù méo của kỹ thuật này bị hạn chế Chương 3 sẽ trình bày chi tiết về nghiên cứu, phân tích và đánh giá hiệu suất bù méo cho hệ thống sợi quang băng rộng.

Kỹ thuật bù méo khác

Các hệ thống truyền dẫn quang thường gặp phải méo dạng tuyến tính và phi tuyến do giới hạn băng thông của máy phát và các yếu tố gây méo khác từ thiết bị thu Những hiệu ứng này xảy ra đồng thời và khó dự đoán Để khôi phục tín hiệu ở phía thu, người ta thường sử dụng bộ lọc thích nghi, trong đó các hệ số được tính toán nhằm tìm giá trị nhỏ nhất của bình phương tín hiệu lỗi Kỹ thuật này, gọi là bình phương trung bình tối thiểu (Least Mean Squares - LMS), giúp giảm độ dốc ngẫu nhiên bằng cách điều chỉnh các thông số của bộ lọc dựa trên vector lỗi tại các thời điểm khác nhau Thông tin chi tiết về kỹ thuật này sẽ được trình bày trong chương 4.

Hệ thống đo đạc và các tham số đánh giá phẩm chất hệ thống

Tỷ lệ lỗi bit

Trong các hệ thống thông tin kỹ thuật số, tỷ lệ lỗi bit (Bit Error Rate - BER) không mã hóa là chỉ số phổ biến nhất để đánh giá chất lượng hệ thống truyền dẫn Tỷ lệ này được xác định bằng cách đo tổng số lỗi xuất hiện so với tổng số bit được phát đi Các đo đạc thường được thực hiện thông qua mô phỏng số hoặc các thực nghiệm, với BER được xử lý số ngoại tuyến sau khi hoàn tất các thí nghiệm Tỷ lệ lỗi bit thường được biểu diễn dưới dạng phần trăm (%).

Độ lớn vector lỗi

Phương pháp đo đạc tỷ lệ lỗi BER thường yêu cầu số mẫu lớn và thời gian xử lý lâu Do đó, các chỉ số gián tiếp khác được sử dụng để đánh giá chất lượng hệ thống đường truyền Trong hệ thống thông tin quang, kết hợp với tín hiệu phát điều chế bậc cao về biên độ và pha, độ lớn vector lỗi (Error Vector Magnitude - EVM) trở thành chỉ số phổ biến để đánh giá hiệu suất.

Hình 1.11 minh họa giản đồ chòm sao tín hiệu QPSK, trong đó E t,i đại diện cho tín hiệu phát, E r,i là tín hiệu thu, và E err,i = E r,i − E t,i là vector sai số Độ lớn của vector lỗi được tính toán dựa trên khoảng cách sai số giữa tín hiệu thu và tín hiệu phát trong giản đồ chòm sao, được xác định theo công thức nhất định.

PN i=1 |E t,i | 2 , (1.74) trong đó, E (t,i) là ký tự phát thứ i được chuẩn hóa trong chòm sao tín hiệu và

E (r,i) là ký tự thứ i tương ứng của tín hiệu thu N là tổng số ký tự phát được phát đi.

EVM chỉ có thể xác định khi tín hiệu phát đi được biết, nhưng trong hệ thống thông tin quang, tín hiệu này thường không rõ ràng ở đầu thu Do đó, vector biên độ lỗi được tính toán bằng cách sử dụng điểm gần nhất trong giản đồ chòm sao của tín hiệu nhận được.

Trong hệ thống truyền tín hiệu có độ nhiễu cao, việc tính toán vector biên độ lỗi EVM thường không chính xác do ảnh hưởng của ký tự E norm,i, tương ứng với ký tự thu E r,i gần nhất với điểm chuẩn hóa trong giản đồ chòm sao.

Mối quan hệ giữa tỷ lệ lỗi bit BER và biên độ vector lỗi EVM được xác định bởi:

, (1.76) trong đó,M là số điểm trong giản đồ chòm sao M-QAM và Llà hệ số phụ thuộc vào định dạng điều chế và được xác định bởi L = log 2 M

Tỷ số tín hiệu trên nhiễu và hệ số phẩm chất

Theo tiêu chuẩn IUT-T, tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) trong hệ thống truyền được xác định bởi tỷ lệ giữa công suất tín hiệu và công suất nhiễu, ảnh hưởng đến độ chính xác của thông tin Trong hệ thống thông tin sợi quang, SNR thường được tính dựa trên tỷ lệ lỗi bit (BER) Trong trường hợp này, SNR cũng chính là hệ số phẩm chất (Q) của tuyến truyền, được tính toán dựa trên hàm lỗi tương ứng với vector biên độ lỗi (EVM).

, (1.77) trong đó,erf c −1 là hàm ngược của hàm lỗi erf và được xác định theo công thức: erfz = 2

Mối quan hệ giữa tỷ số tín hiệu trên nhiễu Q theo dB, SNR theo dB và tỷ lệ lỗi bit BER được xác định bởi:

Q EVM (dB) = SN R (dB) = −20.log 10 (EVM) (1.79)

Giảm méo phi tuyến sử dụng kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số cho hệ thống sợi quang băng rộng 33

Giới thiệu chương

Hiện nay, việc nâng cao dung lượng kênh quang đơn đang được chú trọng, nhờ vào việc kết hợp tăng tốc độ ký tự và áp dụng điều chế bậc cao Công nghệ bộ thu phát tín hiệu quang thế hệ tiếp theo cho phép truyền tải tốc độ ký tự lên đến 130 Gbaud và vượt xa hơn nữa Tuy nhiên, việc truyền tín hiệu quang với tốc độ cao gặp nhiều thách thức, đặc biệt là trên các kênh truyền.

Tốc độ 100 Gbaud, kết hợp với điều chế bậc cao, gây ra méo phi tuyến mạnh mẽ trong sợi quang, làm giảm chất lượng hệ thống truyền và giới hạn khoảng cách truyền Để duy trì khoảng cách truyền, nhiều kỹ thuật giảm méo phi tuyến đã được phát triển, như kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số DBP, liên hợp pha quang OPC, và sóng đôi liên hợp pha - Phase Conjugated Twin Waves (PCTW) Trong đó, kỹ thuật OPC và PCTW rất nhạy với hệ thống truyền có giản đồ năng lượng bất đối xứng, như hệ thống sử dụng bộ khuếch đại pha tạp Erbium hiện nay Kết quả là các kỹ thuật này làm giảm đáng kể tính linh hoạt của hệ thống thông tin sợi quang đã được định tuyến.

Kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số cho phép triển khai hiệu quả hệ thống chỉ với bộ khuếch đại EDFA Kỹ thuật này thực hiện việc truyền ngược tín hiệu thu được qua tuyến truyền ảo có đặc tính suy hao, tán sắc và phi tuyến ngược dấu Tuyến quang ảo được xây dựng bằng phương pháp chia bước Fourier tiêu chuẩn (S-SSFM), nhưng để cải thiện hiệu suất bù méo, phương pháp này yêu cầu kích thước bước nhỏ, dẫn đến độ phức tạp cao ở máy thu và khó thực hiện trong các thiết bị thời gian thật Khi giảm độ phức tạp ở máy thu, việc sử dụng kích thước bước lớn có thể làm suy giảm chất lượng hệ thống một cách nghiêm trọng.

Trong chương này, luận án trình bày nền tảng kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số, kết hợp với phân tích hiệu suất bù méo phi tuyến của kỹ thuật DBP truyền thống trong hệ thống sợi quang băng rộng Luận án cũng đề xuất phương pháp chia bước logarit tổng quát, tối ưu hóa khoảng cách bước và hệ số phi tuyến trong tuyến truyền ảo cho hệ thống truyền đơn kênh băng rộng, chứng minh rằng phương pháp này giảm độ phức tạp ở máy thu và nâng cao hiệu suất của kỹ thuật lan truyền ngược.

Nghiên cứu về kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số và phương pháp chia bước Fourier được trình bày trong công trình số 1 và 4 trong phần "Công trình sử dụng trong luận án" Để đánh giá hiệu quả giảm méo của phương pháp đề xuất, các tham số SNR và độ lợi SNR đã được sử dụng.

Kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số DBP

Hệ thống truyền dẫn sử dụng kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số DBP nhằm tăng dung lượng truyền dẫn thông qua việc khảo sát và phân tích hệ thống ghép kênh hai phân cực Kỹ thuật này được áp dụng tại máy thu với mục tiêu đảo ngược tán sắc và phi tuyến trong quá trình truyền tín hiệu qua sợi quang Phương trình Manakov mô tả tín hiệu lan truyền theo phân cực -x và phân cực -y, đồng thời xem xét sự tương tác giữa hai phân cực tại máy thu.

E x,y (z, T) là trường điện theo phân cực -x và -y, trong đó α là hệ số suy hao (dB/km), β2 là tham số tán sắc vận tốc nhóm (ps²/km), và γ là hệ số phi tuyến Db là toán tử vi phân thể hiện tán sắc và suy hao của sợi quang, trong khi Nb là toán tử phi tuyến chi phối hiệu ứng phi tuyến trong sợi quang.

Hệ phương trình Manakov không có nghiệm phân tích chính xác, do đó, phương pháp chia bước Fourier được áp dụng để thực hiện tuyến quang ảo Phương pháp này chia tuyến quang thành nhiều phần, trong đó tán sắc và phi tuyến được tính toán độc lập Để đạt được nghiệm gần đúng, kích thước bước cần rất nhỏ và số lượng bước phải lớn Khi số bước bị giới hạn, trường điện theo hai phân cực -x và -y được truyền lần lượt từng bước.

Phương pháp kỹ thuật DBP sử dụng tuyến quang ảo thông qua chia bước Fourier tiêu chuẩn với kích thước bước đều nhau Hiệu suất bù méo phi tuyến của kỹ thuật lan truyền ngược được chứng minh qua mô phỏng số.

2.2.2 Hiệu suất giảm méo phi tuyến kỹ thuật DBP bước chia đều trong hệ thống sợi quang băng rộng Để phân tích hiệu suất bù méo phi tuyến của kỹ thuật DBP bước chia đều, hệ thống sợi quang được mô phỏng bằng phần mềm Matlab và được mô tả chi tiết như Hình 2.1 Hệ thống truyền sử dụng sợi quang đơn mode tiêu chuẩn có chiều dài 2400 km với các thông số:α = 0.2 dB/km,D = 17 ps/km/nm,γ 1.2/W/km Tuyến truyền được chia thành nhiều phân đoạn có kích thước đều nhau 80 km và ở cuối mỗi phân đoạn, bộ khuếch đại EDFA được sử dụng Tại tuyến truyền ảo, các phân đoạn được chia thành nhiều bước nhỏ với kích thước bước đều nhau lần lượt là 10 bước/phân đoạn và 40 bước/phân đoạn.

Hình 2.2 cho thấy mối quan hệ giữa SNR (dB) và công suất phát (dBm) với các kỹ thuật DBP và EDC Khi công suất phát tín hiệu vào sợi quang dưới 2 dBm, SNR của cả hai kỹ thuật EDC và DBP đều tăng Tuy nhiên, khi công suất phát vượt quá 2 dBm, SNR của kỹ thuật EDC giảm mạnh, trong khi SNR của kỹ thuật lan truyền ngược vẫn tiếp tục tăng Điều này chỉ ra rằng kỹ thuật bù tán sắc EDC hiệu quả trong việc bù méo tuyến tính, trong khi DBP có khả năng giảm méo đồng.

Hình 2.2 cho thấy SNR (dB) theo công suất phát của 60 Gbaud DP 16-QAM sử dụng kỹ thuật EDC và DBP với các bước chia đều 10 và 40 bước/phân đoạn Tại các đỉnh phi tuyến, độ lớn vector lỗi - EVM (%) của kỹ thuật EDC chỉ đạt 19.33%, trong khi EVM (%) của kỹ thuật DBP 10 bước/phân đoạn và 40 bước/phân đoạn lần lượt là 10.6% và 8.5% Độ lợi SNR của DBP so với EDC đạt 7.2 dB với 40 bước/phân đoạn và giảm xuống 5.1 dB với 10 bước/phân đoạn Kết quả này cho thấy việc giảm độ phức tạp của kỹ thuật DBP sẽ làm giảm hiệu suất bù méo, do số bước/phân đoạn giới hạn tạo ra các dải trộn bốn bước sóng giả, đặc biệt nghiêm trọng khi áp dụng phương pháp chia đều.

Theo Hình 2.3, độ lợi SNR của kỹ thuật DBP giảm nhanh khi băng thông tín hiệu tăng Hiệu suất bù méo của DBP gần như không thay đổi với các chiều dài tuyến truyền khác nhau khi số bước/phân đoạn giống nhau Tuy nhiên, với số bước/phân đoạn bị giới hạn, hiệu suất bù méo chỉ có tác dụng khi dạng sóng trước và sau khi áp dụng DBP tương quan Điều này đặc biệt rõ ràng với tín hiệu có băng thông dưới 80 Gbaud Đối với tín hiệu có băng thông lớn hơn 140 Gbaud, việc sử dụng kỹ thuật lan truyền ngược DBP với bước chia đều không chỉ không cải thiện hiệu suất bù méo mà còn làm tăng nhiễu pha phi tuyến trong tuyến quang ảo.

Độ lợi SNR (dB) của DBP với bước chia đều 10 bước/phân đoạn so với EDC phụ thuộc vào băng thông tín hiệu (Gbaud) và chiều dài tuyến truyền Sử dụng DBP với bước chia có khoảng cách lớn không tương quan, đặc biệt với tín hiệu băng thông rộng Để giảm thiểu hiệu ứng này, kỹ thuật lan truyền ngược với các bước chia logarit đã được đề xuất Tuy nhiên, việc chia bước logarit không phụ thuộc vào băng thông tín hiệu và hệ số phi tuyến sợi quang, khiến kỹ thuật DBP chưa đạt tối ưu Do đó, để tối đa hóa hiệu suất của phương pháp bù méo DBP, cần tối ưu các thông số của tuyến truyền ảo như hệ số phi tuyến và kích thước bước, có xem xét đến băng thông tín hiệu truyền Việc tối ưu hóa các thông số này là rất cần thiết và sẽ được trình bày ở phần sau.

Kỹ thuật lan truyền ngược với bước chia logarit tổng quát

Gần đây, nhiều kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số tiên tiến đã được đề xuất, như tối ưu hóa vị trí của hai khối tuyến tính trong mô hình Wiener-Hammerstein, giúp giảm đáng kể độ phức tạp tính toán cho tuyến có và không có quản lý tán sắc Kỹ thuật lan truyền ngược có trọng số tính toán kích thước bước dựa trên mối tương quan giữa các ký tự lân cận, trong khi bộ cân bằng phi tuyến có trọng số Volterra điều chỉnh kích thước bước theo công suất có trọng số, giảm độ phức tạp và độ trễ Một kỹ thuật quan trọng khác là lan truyền ngược trong miền số với kích thước bước logarit.

Kỹ thuật này nhằm loại bỏ quá trình trộn bốn bước sóng giả trong quá trình lan truyền ngược, thông qua việc sử dụng số bước trên một phân đoạn nhỏ Việc áp dụng kích thước bước theo phân phối logarit giúp duy trì các thành phần FWM giả ở mức dưới một ngưỡng nhất định.

Các kỹ thuật kể trên chủ yếu được nghiên cứu với tốc độ truyền dữ liệu thấp, dưới 50 Gbaud Trong khi đó, việc nghiên cứu hiệu suất bù méo phi tuyến của kỹ thuật lan truyền ngược cho hệ thống thông tin quang băng rộng đang trở nên ngày càng quan trọng.

Hiệu suất của các hệ thống truyền thông tin sợi quang băng rộng (trên 50 Gbaud) phụ thuộc vào khả năng xử lý tín hiệu chính xác Tuy nhiên, các phương pháp hiện tại như S-SSFM và chia bước Fourier có thể gặp phải các vấn đề như giảm hiệu suất do méo phi tuyến và tạo ra nhiễu xử lý, sai lệch số Điều này đặc biệt quan trọng khi áp dụng cho các hệ thống tốc độ cao trong tương lai Do đó, việc nghiên cứu và đề xuất các kỹ thuật mới để cải thiện hiệu suất của các hệ thống này là cần thiết, đặc biệt là trong việc giảm thiểu tác động của các sai lệch số và nhiễu xử lý trong các thuật toán DBP.

2.3.1 Tối ưu hóa kích thước bước

Phương pháp đơn giản nhất để thực hiện kỹ thuật DBP là áp dụng kích thước bước không đổi cho toàn bộ đường truyền, nhưng điều này dẫn đến sự tạo ra các dải trộn bốn bước sóng giả do hiệu ứng cộng hưởng Để giảm thiểu hiệu ứng này, kỹ thuật kích thước bước logarit với cơ số e được áp dụng Tuy nhiên, hiệu suất bù méo tín hiệu của kỹ thuật này không phụ thuộc vào băng thông của tín hiệu truyền dẫn, một thông số quan trọng của hệ thống Do đó, để nâng cao hiệu suất bù phi tuyến, kích thước bước cần được tối ưu theo cơ số a hàm logarit cho mỗi giá trị tốc độ ký tự Kỹ thuật lan truyền ngược này được gọi là kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số với bước chia logarit tổng quát Để hiểu cách hoạt động của phương pháp tối ưu kích thước bước, cần xem lại kỹ thuật kích thước bước logarit truyền thống, trong đó công suất chuẩn hoá suy hao theo khoảng cách truyền z được mô tả bằng công thức P(z) = e −αz Độ lệch pha phi tuyến tỉ lệ với tín hiệu công suất phát quang tức thời, và độ lệch pha phi tuyến của số bước thứ i có thể được trình bày một cách cụ thể.

Z z i z i−1 ζP (z)dz, (2.6) với ζ là hệ số phi tuyến trong tuyến truyền ảo Kích thước bước h i và công suất

Hình 2.4: Công suất chuẩn hoá theo khoảng cách truyền với cách bước chia logarit cơ sốe và a. chuẩn hóaP i của bước thứ i có thể được biểu thị bằng: h i = ∆z i = z i − z i−1 ,

P(z₀ = 0) = 1, P(i) = P(z = zᵢ) = e⁻ᵃᶻⁱ = e⁻ᵃ ∑ᵢ=₁ⁿ Δzⱼ, với L là chiều dài của một phân đoạn, zᵢ là vị trí của bước thứ i, và N là số bước trong mỗi phân đoạn Ý tưởng chính của kích thước bước logarit thông thường là duy trì độ dịch pha phi tuyến trung bình không đổi sau mỗi bước.

Z z n z n−1 ζP (z)dz = const (2.9) Quy tắc này dẫn đến việc lựa chọn kích thước bước: h i = ∆z i = − 1 α ln

Kỹ thuật chọn kích thước bước trong quá trình xử lý tín hiệu đảm bảo độ dịch pha phi tuyến trung bình không đổi sau mỗi bước Tuy nhiên, khi số lượng bước trên phân đoạn quá nhỏ, dạng sóng tín hiệu có thể thay đổi đáng kể, dẫn đến việc nắm bắt quá trình tiến triển của độ dịch chuyển pha phi tuyến tại một thời điểm trở nên rất quan trọng Do đó, điều chỉnh kích thước bước là cần thiết để tối ưu hóa hiệu suất giảm méo phi tuyến.

Cấu hình phân phối công suất theo khoảng cách được biểu diễn bằng P(z) = a − αz Kỹ thuật phân chia bước logarit tổng quát (GLSS) từ phương trình (2.10) có thể được viết lại thành h_i = ∆z_i = −(1/α) log a.

2.3.2 Tối ưu hóa hệ số phi tuyến

Khi số bước hoặc phân đoạn nhỏ, hệ số tuyến tính trong thuật toán DBP cần được tối ưu hóa dựa trên băng thông tín hiệu Quá trình tối ưu hóa này liên quan đến việc viết lại toán tử phi tuyến trong phương trình (2.3).

Hệ số tỷ lệ phi tuyến k được định nghĩa là tỷ số giữa hệ số phi tuyến trong đường truyền ảo và hệ số phi tuyến của sợi quang truyền, với công thức k = ζ/γ Trường điện từ trong phương trình (2.5) có thể được viết lại bằng cách thay thế toán tử phi tuyến.

Nb từ phương trình (2.12) tại giá trị tối ưu của khoảng cách bước và giá trị tối ưu tỷ lệ hệ số phi tuyến:

Giá trị tối ưu của khoảng cách bước được ký hiệu là vớih opt, trong khi k opt là giá trị tối ưu của tỷ lệ hệ số phi tuyến Hai giá trị cần tối ưu trong kỹ thuật này là (a,k) Kỹ thuật DBP sử dụng phương pháp chia bước logarit tổng quát, viết tắt là GLSS (a,k), sẽ được trình bày ở các phần sau.

Hệ thống mô phỏng thông tin sợi quang băng rộng sử dụng kỹ thuật giảm méo phi tuyến DBP

sử dụng kỹ thuật giảm méo phi tuyến DBP

Hệ thống thông tin sợi quang được mô phỏng bằng phần mềm Matlab, sử dụng sợi quang đơn mode tiêu chuẩn với các thông số α = 0.2 dB/km, D = 17 ps/km/nm và γ = 1.2/W/km, trong đó tán sắc bậc ba được bỏ qua để đơn giản hóa Hệ thống truyền đơn kênh tốc độ cao áp dụng điều chế 16-QAM với bộ lọc cosin nâng - Raised Root Cosine (RRC) ở cả hai phía phát và thu Tuyến truyền được chia thành các phân đoạn đều nhau dài 80 km, và tại cuối mỗi phân đoạn, bộ khuếch đại EDFA với hệ số nhiễu 6dB được sử dụng để đảm bảo chất lượng tín hiệu.

Sơ đồ khối cho phương pháp DBP sử dụng mô hình Wiener-Hammerstein với kích thước bước không đều được trình bày trong Hình 2.5 Phương pháp chia bước Fourier tại tuyến truyền ảo áp dụng mô hình Wiener-Hammerstein, trong đó phần phi tuyến được thực hiện ở giữa mỗi bước, và hai khối tuyến tính được thực hiện trên cùng khoảng cách bằng phân nữa kích thước của mỗi bước (chi tiết xem Phụ lục) Kỹ thuật DBP với bước chia logarit tổng quát GLSS (a,k) được sử dụng trong mô phỏng, với cơ số a điều chỉnh kích thước bước và k điều chỉnh độ dịch pha phi tuyến trong tuyến truyền ảo nhằm tối ưu hóa kết quả GLSS (e,1) là kỹ thuật DBP với bước chia logarit truyền thống.

Hiệu suất kỹ thuật chia bước logarit tổng quát GLSS trong hệ thống sợi quang băng rộng

GLSS trong hệ thống sợi quang băng rộng

2.5.1 Hiệu suất kỹ thuật GLSS dựa trên tối ưu hóa khoảng cách bước

Để nâng cao hiệu suất giảm méo phi tuyến của kỹ thuật DBP mà vẫn duy trì độ phức tạp thu thấp, tôi đã thử nghiệm với số bước/phân đoạn từ 2 đến 20 Các kỹ thuật DBP truyền thống như S-SSFM và chia bước logarit tự nhiên sử dụng khoảng cách bước không đổi, dẫn đến hiệu quả giảm méo phi tuyến chưa tối ưu cho băng thông tín hiệu Thí nghiệm được thực hiện trên hệ thống truyền 50 Gbaud DP-16QAM nhằm chứng minh tính hiệu quả của kỹ thuật đề xuất.

Kỹ thuật GLSS 6 bước/phân đoạn đã được áp dụng cho 2400 mẫu Kích thước bước được chọn ngẫu nhiên với giá trị cơ sở từ 1 đến e, cụ thể là 1.5.

Hình 2.6 trình bày đường biểu diễn tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) tính bằng decibel (dB) theo công suất phát cho tín hiệu 50 Gbaud DP 16-QAM Tín hiệu này được truyền qua một tuyến quang dài 2400 km sử dụng sợi quang đơn mode, chỉ áp dụng bộ khuếch đại EDFA Đặc biệt, phương pháp tính toán được thực hiện với độ phức tạp 6 bước/phân đoạn, sử dụng các kỹ thuật chia đều bước S-SSFM và chia bước logarit truyền thống.

Hình 2.6: SNR (dB) theo công suất phát (dBm) của 50 Gbaud DP 16-QAM qua tuyến truyền 2400 km SSMF dùng kỹ thuật S-SSFM, GLSS (e,1) và GLSS (1.5,1) với 6 bước/phân đoạn.

Kết quả từ nghiên cứu GLSS (e,1) cho thấy rằng việc thay đổi khoảng cách các bước trong một phân đoạn của tuyến quang ảo có ảnh hưởng đáng kể đến chất lượng tín hiệu truyền Cụ thể, việc chuyển từ kỹ thuật chia đều sang kỹ thuật chia bước logarit với cơ số a = 1.5 đã cải thiện chất lượng hệ thống lên 1.2 dB, trong khi phương pháp chia đều chỉ mang lại sự cải thiện 0.3 dB, mặc dù cả hai kỹ thuật đều có cùng độ phức tạp.

Hiệu suất bù méo tín hiệu của kỹ thuật GLSS với các cơ số khác nhau được phân tích qua Hình 2.7, so sánh với bù tán sắc EDC theo băng thông tín hiệu Trong nghiên cứu này, hiệu ứng bù méo chỉ được khảo sát dựa trên tối ưu hóa khoảng cách bước với hệ số phi tuyến k=1 trong tuyến truyền ảo bằng sợi quang đơn mode tiêu chuẩn Độ lợi tỷ lệ công suất tín hiệu trên nhiễu được xác định bằng độ chênh lệch SNR tối đa giữa kỹ thuật GLSS DBP và EDC Các cơ số được khảo sát là a=1.5, 2, 3 và e, với các giá trị chi tiết trong Bảng 2.1 Kết quả cho thấy, cơ số truyền thống a=e không phải là lựa chọn tối ưu cho mọi băng thông tín hiệu khi sử dụng DBP 6 bước/phân đoạn, đặc biệt trong khoảng băng thông từ 20 Gbaud đến 80 Gbaud, GLSS (1.5,1) vượt trội hơn GLSS (e,1) tới 1.2 dB.

Nghiên cứu hiệu suất bù méo của GLSS với cơ số tối ưu so với kỹ thuật chia bước logarit truyền thống là cần thiết, đặc biệt khi áp dụng cho các băng thông tín hiệu khác nhau Hiệu suất bù méo GLSS (a opt,1) sẽ được so sánh với kỹ thuật chia bước logarit để đánh giá hiệu quả.

Hình 2.7 cho thấy độ lợi SNR (dB) của DBP 6 bước/phân đoạn sử dụng GLSS với các cơ số khác nhau, so với EDC, là hàm theo tốc độ truyền (Gbaud) qua đường truyền.

Bảng 2.1: Kích thước bước GLSS với cơ số a = e, 1.5, 2, 3 trong một phân đoạn dài 80 km.

Phương pháp chia bước GLSS (2,1) và GLSS (3,1) cho thấy nhiều ưu điểm so với phương pháp chia bước logarit tự nhiên, đặc biệt trong hệ thống truyền băng thông dưới 100 Gbaud Cụ thể, với 6 bước/phân đoạn, độ lợi SNR đạt 1.3 dB cho tín hiệu 40 Gbaud 16-QAM Tuy nhiên, hiệu suất bù méo phi tuyến giảm khi tăng dung lượng kênh truyền và không hiệu quả cho băng thông lớn hơn 100 Gbaud Khi băng thông tín hiệu lớn, số bước/phân đoạn ít dẫn đến sự thay đổi nhanh của dạng sóng do tán sắc, khiến phương pháp chia bước logarit truyền thống trở nên tối ưu hơn Ngoài ra, kỹ thuật chia bước logarit không cải thiện khả năng bù méo tín hiệu cho băng thông lớn (>160 Gbaud) với độ phức tạp xử lý số thấp.

Hình 2.8 cho thấy độ lợi SNR (dB) của DBP GLSS (a opt ,1) so với GLSS (e,1) là hàm theo tốc độ truyền (Gbaud) qua đường truyền 2400 km SSMF với số bước/phân đoạn khác nhau Để cải thiện khả năng bù phi tuyến cho băng thông rộng, ngoài việc tối ưu hóa kích thước bước, kỹ thuật lan truyền ngược cần kết hợp tối ưu các thông số khác.

Hình 2.9: Giá trị tối ưu cơ số a opt theo băng thông tín hiệu (Gbaud) ở các bước/phân đoạn khác nhau qua tuyến quang 2400 km.

Giá trị tối ưu của cơ số a opt phụ thuộc vào tốc độ truyền và số bước/phân đoạn, với sự thay đổi này được thể hiện trong Hình 2.9 Đặc biệt, trong các hệ thống truyền dữ liệu thấp hơn 80 Gbaud với số bước/phân đoạn nhỏ, việc tối ưu hóa cơ số a là rất quan trọng Chẳng hạn, chất lượng hệ thống cải thiện 1.3 dB khi sử dụng kích thước bước 1.6 (GLSS (1.6, 1)) so với cơ số tự nhiên e (GLSS (e, 1)) cho tín hiệu 40 Gbaud DP 16-QAM với 6 bước/phân đoạn, như minh họa trong Hình 2.8 Ngược lại, trong các hệ thống truyền với tốc độ dữ liệu lớn hơn 100 Gbaud, cơ số tối ưu dần hội tụ về cơ số logarit tự nhiên e.

2.5.2 Hiệu suất kỹ thuật GLSS dựa trên tối ưu hóa khoảng cách bước kết hợp tối ưu hệ số phi tuyến

Độ lợi SNR (dB) của DBP GLSS (a opt, k opt) so với EDC là một hàm phụ thuộc vào cơ số a và hệ số tỷ lệ phi tuyến k, được khảo sát qua 2400 km SSMF cho tín hiệu 150 Gbaud.

Hiệu suất bù méo của kỹ thuật DBP chia bước tổng quát kết hợp tối ưu hệ số phi tuyến với 6 bước/phân đoạn so với EDC cho thấy rằng, khi giá trị cơ số a thay đổi từ 1.5 đến 4 và tỷ số phi tuyến từ 0.45 đến 1, các bước nhảy được lựa chọn đã đạt được giá trị cận tối ưu mà không kéo dài thời gian mô phỏng Cụ thể, với tuyến truyền 150 Gbaud DP 16-QAM, việc tối ưu hóa đồng thời khoảng cách bước và tỷ số hệ số phi tuyến cải thiện 0.5 dB so với chỉ tối ưu hóa kích thước bước Độ lợi SNR tối đa đạt được ở tạia opt = e và k opt = 0.7, phù hợp với cơ số tối ưu hóa trước đó, cho thấy rằng việc tối ưu cơ số a và tỷ số hệ số phi tuyến k có thể được thực hiện độc lập.

Độ lợi SNR (dB) của DBP GLSS (a opt, k opt) so với GLSS (a opt, 1) được thể hiện như một hàm theo tốc độ truyền qua 2400 km SSMF, với các số bước/phân đoạn khác nhau.

Kỹ thuật DBP chia bước tổng quát kết hợp tối ưu hệ số phi tuyến GLSS (a opt , k opt) cho thấy hiệu suất bù méo tăng mạnh cho kênh truyền băng thông rộng (> 100 Gbaud) với độ xử lý phức tạp thấp Tuy nhiên, hiệu suất bù méo giảm khi số bước/phân đoạn tăng lên Đối với tuyến truyền 160 Gbaud DP 16-QAM, độ lợi SNR của GLSS (a opt , k opt) so với GLSS (a opt , 1) giảm từ 1 dB xuống 0.5 dB và 0.2 dB tương ứng với 6, 10, 20 bước/phân đoạn Sự giảm này cho thấy khi số bước/phân đoạn tăng, hiệu suất bù méo tiến gần đến kết quả thực của phương trình Manakov, từ đó giảm chi phí tính toán ở phía thu Kết quả cho thấy rằng việc tối ưu hóa cả hai thông số có thể nâng cao hiệu suất bù méo tín hiệu cho tín hiệu băng rộng lên đến 200 Gbaud.

Trong quá trình tối ưu hóa hiệu suất của kỹ thuật GLSS (a opt, k opt), các giá trị tối ưu của cơ số a opt và hệ số tỷ lệ phi tuyến k opt đã được phân tích Kết quả mô phỏng cho thấy kích thước bước tối ưu hóa không bị ảnh hưởng bởi sự lựa chọn hệ số phi tuyến, như đã đề cập trong phần 2.3 Giá trị cơ số tối ưu a opt được xác định chính xác, như thể hiện trong Hình 2.9.

Kết luận chương

Trong chương này, tôi trình bày kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số DBP và phân tích hiệu suất bù méo của kỹ thuật này so với bước chia đều truyền thống, đồng thời chỉ ra hạn chế khi bù méo phi tuyến cho hệ thống truyền dẫn tín hiệu băng rộng trên 50 Gbaud Tôi đề xuất phương pháp bước chia logarit tổng quát, kết hợp tối ưu hóa kích thước bước và tỷ số hệ số phi tuyến giữa tuyến truyền ảo và sợi quang cho hệ thống đơn kênh băng rộng Kết quả cho thấy kỹ thuật này nâng cao hiệu suất bù méo phi tuyến so với DBP với bước chia đều và bước chia logarit truyền thống, đặc biệt là kỹ thuật GLSS đã cải thiện đáng kể hiệu suất cho hệ thống có tốc độ ký tự từ nhỏ đến trung bình dưới 100 Gbaud Khi kết hợp tối ưu kích thước bước và hệ số phi tuyến, GLSS tiếp tục nâng cao hiệu suất cho các hệ thống băng rộng trên 100 Gbaud trong khi số bước bị hạn chế Kỹ thuật này là phương pháp hiệu quả, cải thiện chất lượng hệ thống truyền dẫn băng rộng với độ phức tạp thấp cho thuật toán DBP.

Giảm méo phi tuyến sử dụng kỹ thuật bộ liên hợp

Giới thiệu chương

Trong thông tin sợi quang, dung lượng dữ liệu bị hạn chế bởi giới hạn Shannon phi tuyến do các hiệu ứng phi tuyến trong sợi Mặc dù nhiều kỹ thuật xử lý tín hiệu đã được nghiên cứu để giảm thiểu suy giảm chất lượng tín hiệu, việc bù méo tín hiệu phi tuyến vẫn là một thách thức lớn Để giải quyết vấn đề này, phương pháp truyền ngược với kỹ thuật xử lý tín hiệu số trong máy thu quang coherence đã được đề xuất.

Công suất tính toán cần thiết cho kỹ thuật DBP trong truyền dẫn WDM dung lượng cao vượt quá khả năng của công nghệ xử lý số DSP hiện tại Thực tế, phương pháp DBP thường chỉ được áp dụng một cách gần đúng cho kênh đơn với băng thông hẹp, dẫn đến hiệu suất của phương pháp này vẫn còn hạn chế.

Một phương pháp phổ biến để bù méo phi tuyến trong truyền dẫn quang là sử dụng bộ liên hợp pha quang (OPC) đặt giữa đường truyền Khác với phương pháp DBP, OPC có thể áp dụng cho nhiều tín hiệu WDM nhờ băng thông rộng, mang lại hiệu suất năng lượng cao hơn OPC được đề xuất lần đầu để khắc phục biến dạng tín hiệu do tán sắc và phi tuyến của sợi quang Hệ thống truyền dẫn sử dụng OPC giảm đáng kể độ phức tạp nhờ vào việc chia sẻ tài nguyên quang, cho phép một thiết bị OPC xử lý toàn bộ tín hiệu WDM Hơn nữa, độ phức tạp tính toán tại các bộ xử lý tín hiệu số DSP ở máy thu cũng được giảm thiểu.

Trong chương này, tôi trình bày nguyên lý hoạt động của kỹ thuật bộ liên hợp pha quang để bù sai lệch tuyến tính và phi tuyến trong truyền dẫn Tôi cũng nghiên cứu các yếu tố quan trọng ảnh hưởng đến chất lượng hệ thống truyền dẫn sợi quang băng rộng, đặc biệt là tán sắc bậc ba Bên cạnh đó, kỹ thuật này được áp dụng để giảm méo tín hiệu cho hệ thống truyền dẫn RoF nhiều băng, băng rộng.

Nghiên cứu về kỹ thuật sử dụng bộ liên hợp pha quang OPC đã chỉ ra khả năng giảm méo phi tuyến, đặc biệt khi xem xét ảnh hưởng của tán sắc bậc ba trong hệ thống RoF nhiều băng, băng rộng Các kết quả này được trình bày trong công trình số 3 và số 5 thuộc phần "Công trình sử dụng trong luận án" Để đánh giá hiệu quả giảm méo, tôi đã áp dụng các tham số như SNR, độ lợi SNR, EVM và BER.

Các kết quả nghiên cứu khoa học mà tôi tham gia về việc giảm méo phi tuyến trong kỹ thuật sử dụng OPC được trình bày trong công trình số.

10, 11, 12 trong phần "Công trình tham gia nghiên cứu khoa học".

Kỹ thuật giảm méo phi tuyến sử dụng bộ liên hợp pha quang

Kỹ thuật sử dụng bộ liên hợp pha quang cho hệ thống tuyến truyền với giản đồ năng lượng đối xứng rất phù hợp, nhưng hiện nay, hệ thống truyền dẫn sử dụng bộ khuếch đại quang EDFA lại có giản đồ năng lượng không đối xứng Điều này dẫn đến khả năng bù méo tín hiệu của kỹ thuật bộ liên hợp pha OPC không đạt giá trị tối ưu, do tín hiệu trước và sau bộ OPC không đồng nhất.

Việc tối ưu hóa tuyến truyền là cần thiết để đảm bảo tính đối xứng cho công suất tín hiệu và kiểm soát sự diễn biến của tán sắc trong từng phân đoạn.

Hệ thống truyền thông sợi quang sử dụng bộ liên hợp pha quang (OPC) được minh họa trong Hình 3.1 OPC hoạt động tại điểm giữa của đường truyền, giúp đảo ngược và giảm thiểu biến dạng tín hiệu do tán sắc và các hiệu ứng phi tuyến trong nửa đầu đường truyền Kỹ thuật này có khả năng bù đắp tán sắc và các hiệu ứng phi tuyến, đảm bảo tín hiệu được truyền dẫn hiệu quả đến nửa cuối của đường truyền Khả năng bù méo tín hiệu phi tuyến và tán sắc của OPC được giải thích thông qua phương trình phi tuyến Schrödinger.

Phương trình ∂T 3 + jγ|A| 2 A (3.1) mô tả sự biến đổi của điện trường, trong đó A là đường bao xung thay đổi chậm Các hệ số α, β 2, β 3 và γ lần lượt đại diện cho hệ số suy hao, hệ số tán sắc vận tốc nhóm, hệ số tán sắc bậc ba và hệ số phi tuyến Kerr trong sợi quang.

Phương trình (3.1) mô tả sự lan truyền tín hiệu quang từ máy phát tại z=0 đến điểm giữa đường truyền tại z=L/2, nơi đặt OPC Tại vị trí này, quá trình liên hợp pha trước và sau bộ liên hợp pha quang OPC được diễn ra.

Trong phương trình phi tuyến Schrödinger (NLSE), sự lan truyền của tín hiệu sau OPC được mô tả bằng cách thay thế vector A bằng vector liên hợp A* Cụ thể, công thức A (z₀ + δ) = A * (z₀ − δ) (3.2) cho thấy δ đại diện cho một khoảng cách truyền vô cùng nhỏ.

Vì vậy, phương trình phi tuyến Schr¨odinger cho tín hiệu sau bộ liên pha quang được viết lại [67]:

Để mô tả sự thay đổi tín hiệu quang trong quá trình truyền dẫn, một nửa đầu của tuyến được mô tả bằng phương trình (3.1) và nửa còn lại theo phương trình (3.3) Thông số suy hao không thay đổi trước và sau khi liên hợp pha, cho thấy rằng suy hao sợi chỉ có thể được bù đắp qua các bộ khuếch đại quang Việc bù tán sắc vận tốc nhóm bậc hai (GVD) và hiệu ứng phi tuyến Kerr có thể thực hiện thông qua OPC, vì các hiệu ứng này bị đảo ngược bởi phép toán liên hợp Điều này chứng tỏ rằng các méo tín hiệu do tán sắc bậc hai và phi tuyến có thể được bù đắp trong nửa sau của liên kết Tuy nhiên, thành phần tán sắc bậc ba không được đổi dấu và vẫn tích lũy trên đường truyền như trong các hệ thống thông thường.

Bảng 3.1: Sự thay đổi các thông số của NLSE trước và sau khi liên hợp pha quang [67].

Thông số Trước liên hợp pha Sau liên hợp pha

Tán sắc vận tốc nhóm (GVD) − j 2 β 2 ∂ ∂T 2 A 2 j

Ảnh hưởng của tán sắc bậc ba trong hệ thống sợi quang băng rộng sử dụng bộ liên hợp pha quang

Để đạt hiệu suất bù phi tuyến cao trong hệ thống quang băng rộng sử dụng bộ liên hợp pha quang (OPC), cần đảm bảo các yêu cầu khắt khe liên quan đến đặc tính tán sắc của sợi quang và biểu đồ công suất tín hiệu Nhiều nghiên cứu trước đây thường bỏ qua yếu tố tán sắc bậc ba, mặc dù nó có ảnh hưởng lớn đến hiệu suất hệ thống Việc lấy liên hợp pha của tín hiệu giữa tuyến giúp bù tán sắc và có thể giảm méo phi tuyến trong một số điều kiện nhất định Tuy nhiên, dấu của thành phần tán sắc bậc ba không thay đổi và tích lũy trong suốt đường truyền, dẫn đến suy giảm tín hiệu, ảnh hưởng trực tiếp đến hệ thống băng thông rộng và WDM Luận án này nghiên cứu sâu về tác động của tán sắc bậc ba trong hệ thống sợi quang băng rộng khi áp dụng kỹ thuật bù méo bằng OPC.

Hệ thống mô phỏng tuyến truyền dẫn được cấu hình trên chương trình Matlab, như thể hiện trong Hình 3.1 Tuyến truyền dẫn có chiều dài 1600 km được chia thành N phân đoạn, mỗi phân đoạn bao gồm

Hệ thống truyền dẫn quang sử dụng sợi quang đơn mode tiêu chuẩn dài 80 km kết hợp với bộ khuếch đại quang EDFA để bù suy hao Trong cấu trúc này, một bộ liên hợp pha quang được đặt ở giữa đường truyền, sau N/2 đoạn, nhằm tạo tín hiệu liên hợp cho các đoạn truyền còn lại Sợi quang đơn mode có suy hao α = 0.2 dB/km và tán sắc D ps/km/nm, với GVD β2 = -21.6 ps²/km tại bước sóng 1550 nm Tán sắc bậc ba (TOD) β3 được điều chỉnh để độ dốc tán sắc S nằm trong khoảng từ 0.037 đến 0.077 ps/nm²/km Mối quan hệ giữa độ dốc tán sắc S và các hệ số β2, β3 được tính theo các phương trình tương ứng, với hệ số phi tuyến sợi γ = 1.2.

Bộ khuếch đại EDFA được thiết lập với hệ số khuếch đại G dB và hệ số nhiễu -NF 6 dB để bù đắp suy hao cho từng phân đoạn Việc truyền tín hiệu qua sợi quang được mô phỏng bằng phương trình Manakov và phương pháp chia bước Fourier với mỗi bước có chiều dài 1 km Trong trường hợp hệ thống không sử dụng OPC, tín hiệu sẽ được bù tán sắc trong miền số EDC tại phía thu quang như đã trình bày trong chương 1.

Hệ thống mô phỏng sử dụng tín hiệu quang 16-QAM kết hợp với OFDM có 128 sóng mang con và bước sóng 1550 nm Tốc độ ký tự R b được điều chỉnh lên đến 250 GBaud để nghiên cứu ảnh hưởng của tán sắc bậc ba đối với hệ thống sợi quang băng rộng Chúng tôi áp dụng cấu hình thông thường để phát và thu tín hiệu QAM OFDM, một định dạng tín hiệu tiên tiến đang được nghiên cứu gần đây, cho phép tăng dung lượng và hiệu suất sử dụng phổ lên đến 1 symbol/s/Hz Việc khảo sát chất lượng tín hiệu này rất quan trọng do OFDM với nhiều sóng mang phụ dự đoán sẽ nhạy cảm với méo phi tuyến trong đường truyền quang băng rộng.

3.3.2 Hiệu suất kỹ thuật sử dụng OPC theo công suất phát có xét đến ảnh hưởng của tán sắc bậc ba

Hình 3.2 minh họa giản đồ chòm sao của tín hiệu 50 GBaud 16-QAM OFDM trong điều kiện truyền 1600 km với công suất phát -1 dBm, so sánh giữa không có và có sử dụng OPC Kết quả cho thấy OPC có khả năng bù méo tín hiệu phi tuyến, cải thiện đáng kể hình dạng giản đồ chòm sao, đặc biệt là các điểm nằm ngoài, nhờ vào việc giảm thiểu méo biên độ và pha do hiện tượng phi tuyến gây ra Cụ thể, tỷ số công suất tín hiệu trên nhiễu được cải thiện 2 dB khi sử dụng OPC.

Hình 3.3: So sánh chất lượng của hệ thống truyền dẫn 16-QAM OFDM sử dụng

DC và OPC trong các trường hợpR b = 50 GBaud (a) và R b = 100 GBaud (b).

Hình 3.3 so sánh chất lượng tín hiệu theo công suất phát trên đường truyền dưới tác động của tán sắc bậc ba (β 3 =0.128 ps 3 /km, S=0.057 ps/nm 2 /km) giữa các hệ thống truyền không có OPC và có sử dụng OPC trong hai trường hợp R b P GBaud (a) và R b 0 GBaud (b) Khi công suất phát tăng ở mức thấp, tỷ số công suất tín hiệu trên nhiễu (SNR) cũng tăng Tuy nhiên, khi công suất phát quá lớn, các hiệu ứng phi tuyến gia tăng làm suy giảm chất lượng tín hiệu, vượt trội hơn so với việc tăng SNR Điểm mà tỷ số SNR đạt cực đại được gọi là ngưỡng phi tuyến.

Trong nghiên cứu về hệ thống truyền dẫn sử dụng OPC, độ lợi tỷ số công suất tín hiệu trên nhiễu (SNR) được xác định bởi sự ảnh hưởng của tán sắc bậc ba (β3) Cụ thể, khi β3 = 0, tín hiệu Rb = 50 GBaud cho thấy độ lợi SNR đạt 1.4 dB, nhưng khi băng thông tín hiệu tăng lên 100 GBaud, độ lợi này giảm xuống còn 0.7 dB và chỉ còn 0.2 dB khi β3 = 0.128 ps³/km Hình 3.4a minh họa sự thay đổi của SNR cực đại theo các giá trị β3 khi Rb tăng từ 50 GBaud đến 250 GBaud Các thông số tán sắc của sợi quang đơn mode tiêu chuẩn được biểu diễn qua tán sắc D và độ dốc tán sắc S, trong đó β2 và β3 được tính toán từ D và S theo các phương trình đã nêu Trong thí nghiệm mô phỏng, độ dốc tán sắc S nằm trong khoảng 0.037 đến 0.057 ps/nm²/km với bước nhảy 0.005 ps/nm²/km, cho thấy sự ảnh hưởng của tán sắc bậc ba đến hiệu suất của hệ thống truyền dẫn tốc độ cao.

Khi tán sắc bậc ba β 3 tăng từ 0.096 ps³/km đến 0.161 ps³/km, kết quả mô phỏng cho thấy tỷ số công suất tín hiệu trên nhiễu (SNR) gần như không thay đổi ở R b = 50 GBaud, nhưng suy giảm đáng kể khoảng 1 dB khi R b tăng từ 100 GBaud đến 250 GBaud Điều này cho thấy hiệu suất sử dụng OPC giảm dưới tác động của tán sắc bậc ba, đặc biệt là với tín hiệu băng thông rộng Hơn nữa, ngưỡng phi tuyến của hệ thống cũng bị ảnh hưởng khi R b tăng lên, như thể hiện trong Hình 3.4a.

Hình 3.4: SNR cực đại theo giá trị tán sắc bậc baβ 3 (tương ứng độ dốc tán sắc

Trong nghiên cứu, giá trị S dao động từ 0.037 đến 0.057 ps/nm²/km trong các trường hợp khác nhau của Rb, với ngưỡng phi tuyến tại Rb là β3 = 0.128 ps³/km Khi Rb tăng từ 50 GBaud lên 250 GBaud, mức suy giảm đạt từ -0.5 dBm xuống -3 dBm, như thể hiện trong Hình 3.4b Kết quả này chỉ ra rằng khi băng thông tín hiệu tăng, không chỉ chất lượng tín hiệu bị suy giảm mà hiệu suất bù méo tín hiệu phi tuyến của OPC cũng giảm theo.

3.3.3 Hiệu suất kỹ thuật sử dụng OPC theo băng thông tín hiệu có xét đến ảnh hưởng của tán sắc bậc ba

Hình 3.5 trình bày khảo sát sự phụ thuộc của độ lợi SNR (dB) khi áp dụng OPC so với việc không sử dụng OPC, trong bối cảnh tốc độ mẫu tín hiệu R b Nghiên cứu này được thực hiện cho các trường hợp khác nhau của hệ số tán sắc bậc ba β 3, áp dụng cho hệ thống truyền có chiều dài 1600 km.

Hình 3.5 minh họa độ lợi SNR khi áp dụng OPC so với không sử dụng OPC, thể hiện qua tốc độ mẫu tín hiệu Rb trong ba trường hợp β khác nhau, tương ứng với độ dốc tán sắc S từ 0.037 đến 0.057 ps/nm²/km, cho các tuyến truyền dài 1600 km (a) và 2400 km (b).

Độ lợi tỷ số công suất tín hiệu trên nhiễu giảm nhanh chóng từ 3.5 dB tại R b = 25 GBaud xuống dưới 0.5 dB khi R b lớn hơn 75 GBaud do tán sắc bậc ba Việc sử dụng OPC chỉ có ý nghĩa khi tốc độ ký tự nhỏ hơn 50 GBaud, phản ánh thực tế về hệ thống và thiết bị hiện nay Nghiên cứu này cũng phù hợp với các nghiên cứu khác về bù méo phi tuyến sử dụng OPC Hơn nữa, trong truyền dẫn tín hiệu băng rộng, tán sắc bậc ba và các thông số suy giảm khác làm giảm hiệu quả của kỹ thuật OPC Điều này tạo ra thách thức cho việc sử dụng OPC nhằm bù méo tín hiệu phi tuyến trong các hệ thống truyền băng thông rộng và khoảng cách truyền dài.

Hiệu suất giảm méo phi tuyến của kỹ thuật sử dụng OPC cho hệ thống thông tin quang RoF nhiều băng, băng rộng

dụng OPC cho hệ thống thông tin quang RoF nhiều băng, băng rộng

Nhu cầu băng thông rộng sóng mmW đường dài từ vài chục đến hằng trăm km đang gia tăng, làm cho hệ thống mmW/RoF trở thành lựa chọn lý tưởng để kết nối giữa các thành phố lớn và các khu vực hải đảo Nghiên cứu về việc bù sai lệch trong quá trình truyền dẫn của hệ thống này đang được tiến hành rộng rãi, với nhiều nghiên cứu hiện tại sử dụng sợi DCF để bù méo tuyến tính Tuy nhiên, kỹ thuật sử dụng bộ liên hợp pha quang OPC với cấu trúc đơn giản có khả năng bù méo tuyến tính và phi tuyến, đang trở nên hấp dẫn cho hệ thống truyền dẫn RoF đường dài băng rộng Các phân tích và đánh giá hiệu năng bù méo tín hiệu của hệ thống này sẽ được trình bày trong phần tiếp theo.

Hình 3.6: Mô hình mô phỏng hệ thống truyền dẫn RoF nhiều băng, băng rộng sử dụng OPC.

Các thí nghiệm mô phỏng số trong phần này được thực hiện thông qua phần mềm Optisystem kết hợp Matlab với thiết lập chi tiết như sau.

Mô hình hệ thống mô tả tín hiệu từ trạm trung tâm (CS) qua mạng phân phối quang (ODN) đến trạm vô tuyến đầu xa (RRH) được thể hiện trong Hình 3.6 Trong mô hình này, sóng mang quang phát ra từ laser với bước sóng 1550 nm và công suất 16 dBm được đưa qua bộ điều khiển phân cực (PC) Tín hiệu đầu ra từ PC sau đó được chuyển vào bộ điều chế Mach.

Zehnder (MZM-1) là một thiết bị điều chế quang, nơi tín hiệu quang trên hai nhánh được điều chế bởi tín hiệu điện f RF từ bộ tạo dao động hình sine với tần số 15.84 GHz Tín hiệu này có góc pha 90 độ và sau đó được đưa vào bộ điều chế quang bán dẫn.

Bộ khuếch đại quang bán dẫn (SOA) sử dụng hiệu ứng FWM do ảnh hưởng của hiệu ứng phi tuyến Kerr, dẫn đến sự hình thành các dải biên mới ω c + 3ω RF và ω c − 3ω RF khi tín hiệu quang chỉ gồm hai thành phần cơ bản ω c + ω RF và ω c − ω RF Để loại bỏ các dải biên không cần thiết, bộ lọc thông dải quang kép (DOBPF) được áp dụng nhằm lọc ra các dải biên mong muốn Cuối cùng, tín hiệu qua bộ lọc DOBPF được khuếch đại lên 18 dBm bằng bộ khuếch đại EDFA với tạp âm 4 dB.

Hình 3.7: Phổ tín hiệu: (a) sau MZM-1, (b) sau bộ khuếch đại bán dẫn quang SOA, (c) sau bộ lọc thông dải quang kép DOBPF.

Quá trình điều chế sóng mang cho sóng vô tuyến được mô tả trong Hình 3.7, bắt đầu bằng việc tạo ra tín hiệu mmW với tần số sóng mang 95 GHz từ bộ dao động sine tần số 15.84 GHz qua bộ điều chế MZM-1 Phổ đầu ra của tín hiệu này cho thấy độ lệch công suất quang giữa dải biên thứ nhất và sóng mang quang f C là 20 dB, trong khi độ lệch giữa dải biên thứ nhất và dải bên thứ ba là 29 dB Tiếp theo, tín hiệu được đưa vào bộ khuếch đại quang SOA, với phổ quang sau bộ SOA cho thấy mỗi sóng mang cách nhau f c ± nf RF (n=1,2,3, ), và chênh lệch công suất giữa dải bên thứ nhất và thứ ba khoảng 10 dB Cuối cùng, để thu được tín hiệu có sóng mang với tần số mong muốn, tín hiệu quang sau bộ SOA được lọc bằng DOBPF, giữ lại hai dải biên f c ± 3f RF, với khoảng cách giữa hai dải biên là 95 GHz và độ lệch công suất quang giữa dải biên thứ nhất và thứ ba đạt 80.27 dB.

Hình 3.8 minh họa phổ tín hiệu, bao gồm (a) việc ghép 4 băng tín hiệu trung tần IF ở phía phát, (b) tín hiệu trung tần được điều chế với sóng mang 95 GHz tại đầu ra của bộ điều chế MZM-2, và (c) tín hiệu sau khi tách sóng quang qua PD.

Tín hiệu sau bộ lọc DOBPF được khuếch đại lên 18 dBm bằng bộ khuếch đại EDFA với tạp âm 5 dB Tín hiệu quang sau đó được điều chế với dữ liệu điện thông qua MZM-2, bao gồm bốn băng tín hiệu dữ liệu QPSK 40 Gbps (10 Gbit/s/băng) Mỗi băng có độ rộng 5 GHz và cách nhau 0.5 GHz để tránh chồng phổ tín hiệu Cuối cùng, tín hiệu quang này được khuếch đại và truyền qua sợi quang đơn mode.

Bộ liên hợp pha quang OPC được lắp đặt giữa tuyến truyền 50 km và 200 km nhằm khắc phục méo tín hiệu tuyến tính và phi tuyến Tại phía thu, tín hiệu quang được chuyển đổi thành tín hiệu điện thông qua bộ tách sóng quang - Photo Diode (PD), giúp phục hồi tín hiệu điện với tần số trung tâm ±3f RF Sau đó, tín hiệu này được xử lý bởi bộ xử lý tín hiệu số DSP, và kết quả EVM (%) được phân tích.

3.4.2 Hiệu suất kỹ thuật sử dụng OPC cho hệ thống truyền

RoF theo công suất phát và thu quang

Hình 3.9: Tối ưu công suất RF đầu vào cho từng băng.

Kết quả tối ưu công suất tần số vô tuyến cho tín hiệu đầu vào cho thấy dải công suất từ -4 đến 11 dBm có giá trị EVM dưới 17.5 % cho tín hiệu điều chế QPSK ở cả 4 băng Ngưỡng công suất tối ưu cho giá trị EVM tốt nhất lần lượt là băng 1 = 2.13 dBm, băng 2 = 3.12 dBm, băng 3 = 3.13 dBm, và băng 4 = 3.13 dBm Khi công suất RF tăng, tỷ số tín hiệu trên nhiễu quang (OSNR) cũng tăng, dẫn đến EVM giảm và các điểm của chòm sao tín hiệu tụ về trung tâm Tuy nhiên, khi công suất RF vượt ngưỡng tối ưu, EVM có xu hướng tăng, cho thấy sự xuất hiện của phi tuyến trong hệ thống và làm giảm OSNR Do đó, khi công suất RF tăng, giá trị EVM tăng dần và các điểm của chòm sao tín hiệu xa dần trung tâm, dẫn đến chất lượng hệ thống giảm.

Hình 3.10 minh họa độ lớn vector lỗi (EVM (%)) theo công suất quang phía thu, với hai cấu hình truyền dẫn khác nhau: (a) ở cự ly 50 km và (b) ở cự ly 200 km.

Hình 3.10 cho thấy kết quả mô phỏng EVM (%) theo công suất quang phía thu với hai cấu hình truyền dẫn: (a) 50 km và (b) 200 km Tại khoảng cách 50 km (Hình 3.10a), công suất tín hiệu phía thu ở mức -6 dBm có 3 băng thông dưới ngưỡng EVM = 17.5 % cho điều chế QPSK, với băng 1 đạt EVM = 19.34 % Ngược lại, ở khoảng cách 200 km (Hình 3.10b), công suất tín hiệu phía thu tại -6 dBm cho thấy cả 4 băng đều vượt ngưỡng EVM = 17.5 % Đặc biệt, với công suất thu quang lớn hơn -4 dBm, hiệu suất bù của OPC cho đường truyền ngắn ở tốc độ 10 GBaud QPSK luôn được duy trì.

3.4.3 Hiệu suất kỹ thuật sử dụng OPC cho hệ thống RoF theo công suất sóng mmW phía thu

Hình 3.11: Đánh giá tỉ số lỗi bít của hệ thống: cấu hình truyền dẫn ở cự ly (a)

Biểu đồ Hình 3.11 thể hiện mối quan hệ giữa log 10 (BER) và công suất mmW thu được sau tách sóng Để đảm bảo chất lượng hệ thống, ngưỡng BER cần giữ ở mức ≤ 3.8 × 10 −3 (FEC) Kết quả cho thấy, ở cả khoảng cách 50 km và 200 km, hệ thống hoạt động ổn định mà không gặp lỗi khi công suất sóng mmW phía thu (PD) lớn hơn -25 dBm.

Kết luận chương

Trong chương này, tôi trình bày tổng quan về nguyên lý bù méo tín hiệu cho hệ thống sử dụng bộ liên hợp pha quang Qua mô phỏng và khảo sát hệ thống truyền tín hiệu quang băng rộng với sợi đơn mode tiêu chuẩn, kết quả cho thấy bộ khuếch đại EDFA kết hợp với bộ liên hợp pha quang mang lại khả năng bù méo tín hiệu vượt trội khi sử dụng OPC thay vì EDC, đặc biệt trong hệ thống truyền có tốc độ nhỏ hơn 60 GBaud Đối với các hệ thống truyền có tốc độ lớn hơn, cần có những nghiên cứu sâu hơn để đánh giá hiệu quả của các phương pháp bù méo tín hiệu.

Tại tốc độ 100 GBaud, cấu trúc bất đối xứng trong giãn đồ năng lượng của hệ thống EDFA đã dẫn đến sự suy giảm chất lượng truyền dẫn nghiêm trọng Ngoài ra, các hiệu ứng như tán sắc bậc ba cũng góp phần làm giảm chất lượng hệ thống Đây là một thách thức lớn cho các hệ thống truyền băng rộng sử dụng OPC để bù méo tín hiệu Trong phần tiếp theo của chương, tôi sẽ trình bày khả năng bù méo tín hiệu kỹ thuật bằng OPC cho hệ thống RoF nhiều băng, băng rộng Kết quả cho thấy, việc áp dụng OPC đã giúp giảm thiểu méo phi tuyến, từ đó nâng cao khả năng truyền dẫn cho hệ thống RoF băng rộng trong các tuyến truyền dài.

Giảm méo phi tuyến cho mạng truy cập quang hỗn hợp băng rộng 68

Giới thiệu chương

Trong mạng truy cập quang hỗn hợp sợi quang – vô tuyến, cụ thể là RoF

- mmW, tín hiệu di động lúc đầu được điều chế quang học từ trạm trung tâm

Hệ thống truyền dẫn quang qua sợi quang đến bộ phát sóng ăng ten (Remote Antenna Unit - RAU) cho phép giải điều chế quang học, sau đó khuếch đại và truyền tín hiệu không dây bằng sóng milimét tới trạm vô tuyến đầu xa (RRH) Giải pháp này tạo ra một hệ thống sợi quang – vô tuyến liền mạch, hứa hẹn cho mạng truy cập di động dựa trên điện toán đám mây (Cloud-Radio Access Networks - C-RAN), nhờ vào việc đơn giản hóa cấu trúc của các trạm gốc.

Một trong những thách thức lớn trong hệ thống truyền dẫn kết hợp sợi quang và vô tuyến là sự suy hao đáng kể trong các tuyến truyền vô tuyến, đặc biệt là ở sóng milimét, nơi suy hao tỷ lệ với bình phương tần số sóng mang Điều này dẫn đến tổng suy hao tín hiệu sóng milimét ở dãi băng W tăng cao so với sóng vô tuyến 3G và 4G Để bù đắp cho suy hao lớn, bộ khuếch đại công suất cần hoạt động gần mức bão hòa, nhưng điều này có thể gây ra méo dạng sóng phi tuyến và giảm chất lượng tín hiệu do cắt xén các tín hiệu vượt quá ngưỡng bão hòa Trong hệ thống truyền dẫn hỗn hợp, sự cắt xén tín hiệu khi sóng milimét qua nhiều giai đoạn chuyển tiếp và được khuếch đại có ảnh hưởng lớn đến hiệu suất của toàn bộ hệ thống.

Trong chương này, tôi sẽ thảo luận về khả năng chống chịu của tín hiệu trước hiện tượng méo dạng do bộ khuếch đại công suất gây ra khi tín hiệu hoạt động trong vùng bão hòa.

OFDM và SCM-Nyquist là các công nghệ mạng truy cập quang hỗn hợp với tốc độ truyền cao Bài viết này cũng sẽ trình bày về bộ xử lý số DSP cho hệ thống truyền dẫn liền mạch sợi quang và vô tuyến băng rộng, sử dụng kỹ thuật LMS kết hợp với kỹ thuật bù méo trước trong miền điện để giảm thiểu méo tín hiệu trong quá trình truyền tải.

Các kết quả nghiên cứu trong chương này được trình bày trong công trình số 2 thuộc phần "Công trình sử dụng trong luận án" Ngoài ra, các kỹ thuật giảm méo tín hiệu trong hệ thống băng thông giới hạn cũng được áp dụng trong công trình này.

Trong các công trình nghiên cứu khoa học số 7 và số 8, các tham số SNR và BER được áp dụng để đánh giá hiệu quả của việc giảm méo phi tuyến trong mạng truy cập quang hỗn hợp băng rộng.

Các kết quả khác mà tôi tham gia, đóng góp nghiên cứu khoa học về mạng truy cập quang hỗn hợp băng rộng được công bố trong công trình 6, 9,

13, 14, 15, 16 ở phần "Công trình tham gia nghiên cứu khoa học".

Giảm méo phi tuyến cho hệ thống truyền dẫn hỗn hợp quang – vô tuyến sử dụng các bộ khuếch đại công suất lớn

hợp quang – vô tuyến sử dụng các bộ khuếch đại công suất lớn

4.2.1 Bộ khuếch đại công suất lớn

Hình 4.1: Bộ khuếch đại công suất SSPA với các mức bão hòa khác nhau.

Bộ khuếch đại công suất rắn (SSPA) được lựa chọn để mô hình hóa bộ khuếch đại công suất cao không lưu trữ dữ liệu với đáp ứng không chọn lọc theo tần số SSPA thể hiện méo biên độ và méo pha tín hiệu thông qua các phương trình: v in (t) = |v in (t)| e jψ(t) và v out (t) = G(|v in (t)|)e j(ψ(t)+Ψ(|v in (t)|)) Trong đó, |v in (t)| và ψ(t) là biên độ và pha tín hiệu vào, còn v out (t) là tín hiệu bị xén ở ngõ ra Các hàm G(|v in (t)|) và Ψ(|v in (t)|) đại diện cho méo dạng biên độ AM/AM và méo dạng pha PM/AM của tín hiệu đầu vào.

Bộ khuếch đại SSPA chỉ tập trung vào méo dạng biên độ, được mô tả bởi công thức v out (t) = G(|v in (t)|)e jψ(t), trong đó méo dạng pha rất nhỏ có thể được bỏ qua.

1 + ( |v A in (t)| sat ) 2p e jψ(t) , (4.3) trong đó, g 0 và A sat = √

P T đại diện cho độ lợi của bộ khuếch đại và biên độ bão hòa, trong đó P T là công suất bão hòa của bộ khuếch đại Chỉ số p mô tả độ mịn của đường cong đặc tuyến.

Mức độ méo dạng phi tuyến của tín hiệu phụ thuộc vào mối quan hệ giữa điểm làm việc và ngưỡng bão hòa của bộ khuếch đại Tỷ số xén tín hiệu (CR) được định nghĩa để đánh giá mức độ méo dạng này.

E[|v in (t)|] ), (4.4) với E[|v in (t)|] là giá trị trung bình của tín hiệu vào.

Hình 4.1 thể hiện đặc tuyến biên độ/biên độ của bộ khuếch đại SSPA với các ngưỡng bão hòa khác nhau, dựa trên giá trị trung bình biên độ tín hiệu đầu vào chuẩn hóa là 0.244, được đánh dấu bằng điểm tròn màu đỏ Giá trị p trong phương trình (4.3) được đặt bằng 3 để mô phỏng các bộ khuếch đại thực tế Ba ngưỡng bão hòa với tỷ lệ cắt 3, 5 và 7 dB tương ứng với biên độ bão hòa A sat lần lượt là 0.376, 0.474 và 0.597 Tỷ lệ cắt nhỏ hơn khiến điểm làm việc của bộ khuếch đại gần ngưỡng bão hòa hơn, dẫn đến hiệu ứng cắt mạnh và tín hiệu bị méo dạng nghiêm trọng hơn.

4.2.2 Hệ thống truyền dẫn SCM-Nyquist, OFDM và hiệu ứng cắt xén tín hiệu của bộ khuếch đại

Hiện nay, các định dạng ghép kênh như OFDM, SC-FDM và SCM-Nyquist được đánh giá cao vì hiệu suất phổ cao cho mạng thông tin tương lai OFDM và SC-FDM là tiêu chuẩn phổ biến trong truyền thông hiện đại, đặc biệt là trong thông tin di động, trong khi SCM-Nyquist là lựa chọn thay thế cho các ứng dụng tốc độ cao và tần số sóng mang lớn Tuy nhiên, các định dạng này rất phức tạp và nhạy cảm với nhiễu pha cũng như méo dạng phi tuyến trong hệ thống Bài viết này sẽ trình bày hệ thống truyền dẫn SCM-Nyquist và OFDM, cùng với hiệu ứng cắt xén trong hệ thống sử dụng bộ khuếch đại công suất lớn gần vùng bão hòa.

Trong hệ thống SCM-Nyquist, chuỗi bit ngẫu nhiên được điều chế thành các ký tự M-QAM và sau đó được lấy mẫu qua bộ lọc RRC có đáp ứng xung cosine nâng Để đạt hiệu suất phổ cao và giảm thiểu PAPR trong miền thời gian, bộ lọc RRC với hệ số uốn lọc được áp dụng Tín hiệu SCM-Nyquist bao gồm N sóng mang con, được hình thành bằng cách dịch chuyển các tín hiệu đơn kênh với độ lệch tần số cố định và sau đó được ghép lại với nhau.

X k = 1 x k (t)e j2π∆f of f t, trong đó x k (t) là tín hiệu Nyquist của sóng mang con thứ k N là tổng số sóng mang con trong tín hiệu SCM-Nyquist, và α là hệ số uốn lọc của đáp ứng xung RRC Độ lệch tần số ∆f of f của sóng mang con thứ k được tính toán dựa trên các thông số này.

Khoảng cách tần số giữa hai sóng mang con ∆f s được xác định bằng công thức N (1 + α)(1 + G), trong đó R s là tổng băng thông tín hiệu SCM-Nyquist N băng và G là khoảng cách bảo vệ Để tránh hiện tượng chồng phổ tín hiệu, khoảng cách tần số ∆f s cần phải lớn hơn băng thông tín hiệu của kênh đơn.

Tín hiệu trung tần SCM-Nyquist được hình thành bằng cách dịch chuyển tín hiệu từ băng tần cơ sở lên tần số trung tần f IF, và có thể được biểu diễn dưới dạng s SCM −Nyq (t) = < es Nyq (t)e j2πf IF t, trong đó < {.} đại diện cho phần thực của tín hiệu phức.

Trong hệ thống OFDM, chuỗi bit ngẫu nhiên được điều chế bằng phương pháp M-QAM để tạo ra các ký tự Sau đó, các ký tự này được chuyển đổi từ dạng nối tiếp sang dạng song song và được điều chế thông qua IFFT, đồng thời thêm đoạn chèn bảo vệ để đảm bảo tính ổn định và hiệu quả trong truyền dẫn.

Cyclic Prefix (CP) là một phần quan trọng trong tín hiệu OFDM, giúp kết nối tất cả các chuỗi ký tự song song Điều này dẫn đến việc hình thành tín hiệu OFDM băng tần cơ sở, được biểu diễn bằng công thức: es OF DM (t) =.

Trong hệ thống OFDM, công thức X(n)e^(j2πn∆f t) được áp dụng trong khoảng thời gian 0 ≤ t < T, với T s = T g + T u là tổng chu kỳ ký tự T u đại diện cho chu kỳ ký tự OFDM, trong khi T g là khoảng thời gian bảo vệ Ngoài ra, ∆f là khoảng cách tần số giữa các sóng mang con lân cận.

Tín hiệu OFDM băng tần cơ sở được chuyển lên tần số trung tần theo công thức: s OF DM (t) = < e s OF DM (t)e j2πf IF t (4.12)

Tỷ lệ công suất đỉnh trên trung bình (PAPR) của tín hiệus(t) được tính bởi:

Bảng 4.1: PAPR (dB) cho 16-QAM và 64-QAM của 1 băng 10 Gbaud, 3 băng 3.333 Gbaud và 5 băng 2 Gbaud tín hiệu SCM-Nyquist và 10 Gbaud tín hiệu OFDM.

PAPR (dB) SCM 1 băng SCM 3 băng SCM 5 băng OFDM

Bảng 4.1 chỉ ra các giá trị PAPR khác nhau của tín hiệu SCM-Nyquist

Bài viết so sánh PAPR của tín hiệu OFDM 10 Gbaud với tín hiệu SCM-Nyquist 10 Gbaud theo ba cách: 1 băng 10 Gbaud, 3 băng 3.333 Gbaud và 5 băng 2 Gbaud/băng Kết quả cho thấy tín hiệu OFDM có PAPR cao hơn hệ thống truyền đơn kênh do công suất cực đại lớn, đặc biệt khi tất cả sóng mang con có biên độ cực đại và cùng góc pha Trong hệ thống SCM-Nyquist N băng, khi số lượng sóng mang con tăng, công suất cực đại và PAPR cũng tăng Tuy nhiên, PAPR của tín hiệu OFDM là hằng số khi số sóng mang con thay đổi vì tổng số sóng mang con trên băng thông tín hiệu vẫn giữ nguyên.

Hình 4.2 trình bày tín hiệu OFDM 10 Gbaud 16-QAM (Hình 4.2a) và tín hiệu SCM-Nyquist 1 băng 10 Gbaud 16-QAM trong miền thời gian (Hình 4.2b) tại công suất phát 0 dBm và tỷ số cắt 3 dB Tín hiệu OFDM có PAPR cao hơn dẫn đến sự xuất hiện thường xuyên của các đỉnh do sóng mang con cộng dồn cùng pha Tại các ngưỡng cắt, các đỉnh này bị cắt xén, gây ra méo phi tuyến, đặc biệt nghiêm trọng trong các hệ thống truyền tần số sóng mang cao, như sóng milimét, nơi tín hiệu truyền qua các bộ khuếch đại gần vùng bão hòa Để giảm thiểu tác động của hiệu ứng cắt xén, cần áp dụng các biện pháp thích hợp.

Giảm méo tín hiệu cho hệ thống hỗn hợp hai chiều liền mạch quang – vô tuyến có băng thông giới hạn

liền mạch quang – vô tuyến có băng thông giới hạn

Trong mạng 5G và các thế hệ tiếp theo, điều chế sóng mang đơn được ưu tiên cho băng thông rộng ở tần số cao nhờ vào khả năng phủ sóng vượt trội so với OFDM Phương pháp này đơn giản, thích hợp cho các hệ thống cần tín hiệu với độ trễ và PARP thấp Hệ thống truy cập quang hỗn hợp RoF – mmW hoặc kết hợp FSO sử dụng tín hiệu SCM-Nyquist và công nghệ quang tử để tạo ra tín hiệu di động tần số cao, kết hợp với xử lý tín hiệu số DSP, giúp giảm chi phí, độ trễ và độ phức tạp của bộ phát sóng ăng-ten.

Các phương pháp giảm méo tín hiệu cho hệ thống băng thông giới hạn đang thu hút sự chú ý, đặc biệt là trong việc truyền tín hiệu SCM-Nyquist băng thông rộng qua hệ thống truy cập quang hỗn hợp Hiện tại, chưa có nghiên cứu nào về vấn đề này được công bố Do đó, việc phát triển bộ thu phát cho tín hiệu SCM-Nyquist và áp dụng kỹ thuật giảm sai lệch trong quá trình truyền dẫn thông qua bộ xử lý số là rất cần thiết Bài viết này sẽ trình bày chi tiết các kỹ thuật giảm méo tín hiệu trong bộ xử lý tín hiệu số ở cả phía phát và thu, tập trung vào kỹ thuật bù méo trước ở phía phát và kỹ thuật bình phương tối thiểu ở phía thu.

4.3.1 Bộ xử lý tín hiệu số ở phía phát

Hình 4.12: Bộ xử lý tín hiệu số ở phía phát cho tín hiệu SCM-Nyquist [74].

Các kênh đơn tín hiệu Nyquist được tạo ra từ việc điều chế chuỗi bit ngẫu nhiên 2^17 bit thành các chuỗi ký tự Chuỗi ký tự này sau đó được lấy mẫu với tỷ lệ 2 mẫu trên một ký tự và qua bộ lọc RRC có hệ số uốn lọc thay đổi Các kênh đơn này được tạo độc lập và sau đó được lấy mẫu lên N lần trong miền tần số, dịch với các tần số cố định và ghép lại để tạo thành tín hiệu SCM-Nyquist Trong các thí nghiệm, máy phát sóng sử dụng tốc độ lấy mẫu 50 × 10^9 mẫu/s, do đó tín hiệu SCM-Nyquist được lấy mẫu lại với tốc độ này.

Hình 4.13 minh họa tín hiệu SCM-Nyquist 10 băng với tốc độ mẫu 1 Gbaud/1 băng ở băng tần cơ sở, tương ứng với 1 GHz/băng, sử dụng điều chế 16-QAM và hệ số uốn lọc α=0.1 Độ mở rộng phổ tín hiệu đạt 10%, dẫn đến tổng băng thông tín hiệu là 11 GHz.

Tín hiệu SCM-Nyquist 10 băng 1 GHz/băng ở băng tần cơ sở được nâng lên tần số trung tần để phát hiện và đồng bộ hóa ở phía thu bằng cách gắn thêm hai chuỗi giống hệt nhau Hình 4.14a và 4.14b minh họa phổ tín hiệu SCM-Nyquist tại tần số trung tần f IF =7.5 GHz và tín hiệu SCM-Nyquist trong miền thời gian trước khi chuyển đến bộ chuyển đổi số sáng tương tự (DAC) Để bảo vệ thiết bị kết nối khỏi tác động của cường độ tín hiệu điện, tín hiệu SCM-Nyquist được chuẩn hóa với biên độ tối đa là 1 trước khi ghép vào dải băng quang.

Hình 4.14: (a) Phổ tín hiệu SCM-Nyquist 10 băng 1 GHz/băng ở tần số trung tần băng tần và (b) tín hiệu SCM-Nyquist trong miền thời gian.

Trong quá trình truyền dẫn tín hiệu, các sai lệch trong hệ thống như méo dạng do tán sắc và méo phi tuyến trong sợi quang, cùng với băng thông giới hạn của thiết bị truyền dẫn và hiện tượng pha đỉnh trong sóng vô tuyến, dẫn đến kênh truyền có đáp ứng không phẳng Các kênh này là hàm số biến đổi theo thời gian và môi trường, nhưng trong các thí nghiệm thực hiện trong phòng sạch với khoảng cách gần, kênh truyền được coi là không đổi trong thời gian ngắn Để nâng cao hiệu suất truyền dẫn, kỹ thuật bù méo trước được áp dụng ở phía phát cho tín hiệu SCM-Nyquist.

Bù méo trước tín hiệu trong miền điện

Để đạt được kết quả tối ưu trong các thí nghiệm, nhóm nghiên cứu đã sử dụng phần mềm chuyên dụng đi kèm với máy phát sóng dạng tùy ý AWG 70000 của Tektronix để tính toán đáp ứng kênh truyền thông.

Tín hiệu huấn luyện, hay tín hiệu kích thích, được phát ra từ máy phát và thu nhận trong vùng tần số mong muốn Khi tín hiệu thu được ghi lại với tốc độ lấy mẫu khác biệt so với tín hiệu kích thích, cần tiến hành lấy mẫu lại tín hiệu kích thích để đồng bộ với tần số lấy mẫu của tín hiệu thu.

Việc tín toàn đáp ứng kênh truyền được thực hiện trong miền tần số thông qua việc lấy FFT của tín hiệu thu Từ các thành phần thực và ảo của FFT, chúng ta có thể tính toán đáp ứng cường độ và đáp ứng pha theo công thức đã được xác định.

, (4.16) trong đó, S ref (f), R ref (f) lần lượt là tín hiệu phát kích thích và tín hiệu thu tương ứng.

Hình 4.15 mô tả đặc tuyến đáp ứng kênh truyền ứng theo biên độ (Hình 4.15a) và pha (như Hình 4.15b) ứng với phổ tín hiệu thu được như Hình 4.17a.

4.3.2 Bộ xử lý tín hiệu số ở phía thu bộ xử lý tín hiệu số ở máy thu được mô tả trong Hình 4.16 Phổ tín hiệu có và không có bù méo trước với đặc tính biên độ và pha được trình bày ở Hình 4.15 Lưu ý, ở thí nghiệm này, tần số hai dãi băng quang cách nhau 91.6 GHz và tần số máy trộn điện ở phía thu là 87.6 GHz Vì thế tín hiệu trung tần nhận được có tần số trung tâm là 11.5 GHz (Hình 4.17) Sau khi loại bỏ tần số trung tần f IF 5 GHz, tín hiệu băng tần cơ sở được nhận lại và cho qua bộ phận đồng bộ hóa Lưu ý rằng, các thông số trên có thể được thay đổi theo các thí nghiệm khác nhau.

(a) (b) Hình 4.15: Đáp ứng kênh truyền (a) biên độ đã chuẩn hóa, (b) đáp ứng pha.

Hình 4.16: Bộ xử lý tín hiệu số ở phía thu cho tín hiệu SCM-Nyquist [74].

Hình 4.17: Phổ tín hiệu tại phía thu: (a) không có bù méo trước, (b) có bù méo trước. Đồng bộ hóa tín hiệu

Bước đầu tiên của thuật toán là xác định điểm khởi đầu của khung thông qua việc tính toán mối tương quan tối đa giữa hai chuỗi giống nhau được thêm vào ở phía phát Giả sử độ dài của chuỗi được thêm vào để đồng bộ hóa là Nsc.

Hình 4.18: Đồng bộ tín hiệu phía thu.

Hệ số tương quan được xác định là:

Giá trị hệ số tương quan cực đại xác định điểm bắt đầu của một khung tín hiệu được gởi đi.

Các bộ cân bằng kỹ thuật số

Do sự khác biệt về tốc độ lấy mẫu giữa máy phát và máy thu, các bộ cân bằng kỹ thuật số được sử dụng để khôi phục và giảm méo các ký tự đã truyền Trong phần thí nghiệm sau, các bộ cân bằng "mù" được áp dụng mà không có hỗ trợ dữ liệu hoặc tín hiệu huấn luyện Kỹ thuật trung bình bình phương tối thiểu LMS được sử dụng trong quá trình này.

Giai đoạn đầu tiên trong ước lượng kênh truyền sử dụng bộ cân bằng theo hướng bán kính (RDE) So với bộ cân bằng dựa trên thuật toán mô-đun không đổi (CMA), RDE-LMS đã nâng cao hiệu suất ổn định cho tín hiệu M-QAM.

Thuật toán RDE-LMS hoạt động dựa trên đầu ra của bộ cân bằng và so sánh với bán kính gần nhất của giản đồ chòm sao Đầu ra của bộ cân bằng được xác định bởi công thức y(k) = w^H x(k), trong đó w là vectơ trọng số của bộ cân bằng và x(k) là tín hiệu đầu vào Kích thước độ trễ của bộ cân bằng được ký hiệu là N Trọng số của thuật toán RDE-LMS được cập nhật theo quy tắc w(k + 1) = w(k) + à RDE e^* RDE(k) x(k), với à RDE là bước nhảy của thuật toán Các biến w(k) và e RDE(k) lần lượt đại diện cho trọng số và hàm lỗi tại vị trí k.

Tiêu chí xác định lỗi cho thuật toán RDE phụ thuộc vào bán kính Rk của ký tự chòm sao gần nhất, được tính cho mỗi ký tự đầu ra của bộ cân bằng Công thức xác định lỗi được biểu diễn như sau: e RDE (k) = y (k) Rk − y(k) 2.

Kết luận chương

Trong chương này, tôi đã so sánh hiệu suất truyền dẫn của tín hiệu SCM-Nyquist và OFDM dưới tác động cắt xén của bộ khuếch đại công suất bão hòa trong mạng truy cập quang hỗn hợp Tín hiệu SCM-Nyquist có tỷ lệ công suất đỉnh trên trung bình (PAPR) thấp hơn, giúp nó ít bị ảnh hưởng bởi cắt xén và có khả năng kháng chịu cao hơn, đặc biệt trong điều kiện băng thông hạn chế Hơn nữa, tín hiệu SCM-Nyquist yêu cầu tỷ lệ cắt thấp hơn và mức phạt SNR cũng nhỏ hơn so với OFDM, trong khi hiệu ứng cắt gây ảnh hưởng nghiêm trọng hơn đến các tín hiệu QAM cấp cao.

Trong bài viết này, tôi trình bày các kỹ thuật giảm méo tín hiệu trong hệ thống truyền dẫn hỗn hợp quang - vô tuyến, đặc biệt là trong các thí nghiệm với mạng truy cập quang hỗn hợp sử dụng sợi quang và sóng milimét băng tần W Kết quả cho thấy tín hiệu SCM-Nyquist có thể truyền dẫn thành công với tốc độ lên đến 45 Gbit/s cho đường lên và 20 Gbit/s cho đường xuống Hệ thống này hứa hẹn sẽ cải thiện mạng truy cập quang hỗn hợp với dung lượng lớn và độ trễ thấp Thêm vào đó, các thí nghiệm với hệ thống hỗn hợp sợi quang - lai ghép FSO và sóng milimét cũng cho thấy khả năng hoạt động ổn định trong nhiều điều kiện, đạt tốc độ truyền 100 Gbit/s cho đường xuống và 50 Gbit/s cho đường lên Những hệ thống này cung cấp giải pháp tiềm năng cho mạng truy cập quang hỗn hợp, đặc biệt là ở những khu vực có nhu cầu truy cập cao mà việc sử dụng cáp quang không khả thi.

Kết luận và hướng phát triển

I Các kết quả đạt được của luận án:

Xử lý đồng thời nhiều kiểu méo dạng tín hiệu trong hệ thống truyền dẫn thông tin quang là một thách thức lớn do các hiệu ứng tuyến tính và phi tuyến như suy hao, tán sắc, và hiệu ứng Kerr (bao gồm SPM, XPM, FWM) thường xảy ra đồng thời Trong bối cảnh truyền tín hiệu băng rộng, các hiệu ứng này trở nên mạnh mẽ hơn, gây áp lực lên toàn bộ hệ thống thông tin sợi quang Do đó, việc áp dụng các kỹ thuật giảm méo và sai lệch trong truyền dẫn tín hiệu quang băng rộng là điều cực kỳ cần thiết.

Trong bài viết "Giảm Méo Phi Tuyến Trong Hệ Thống Thông Tin Sợi Quang Băng Rộng", các kỹ thuật giảm méo tín hiệu phổ biến được áp dụng để cải thiện truyền dẫn tín hiệu băng thông rộng Tôi đề xuất các giải pháp nhằm giảm thiểu tác động của méo phi tuyến và các yếu tố ảnh hưởng đến hiệu suất của những kỹ thuật này Mục tiêu chính là áp dụng hiệu quả các phương pháp giảm méo tín hiệu, từ đó nâng cao dung lượng và khoảng cách truyền dẫn Các kỹ thuật được đề cập bao gồm kỹ thuật giảm méo trong miền điện như DBP, kỹ thuật trong miền quang như OPC, và kỹ thuật bình phương tối thiểu để khôi phục tín hiệu ở phía thu.

Luận án đã hiện thực hóa thành công về lý thuyết lẫn thí nghiệm bao gồm các kết quả mới như sau:

1 Nghiên cứu đề xuất kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số tiên tiến dựa trên việc tối ưu kích thước bước logarit tổng quát và hệ số phi tuyến Kerr.

Kỹ thuật đề xuất cải thiện hiệu suất bù méo phi tuyến cho hệ thống truyền dẫn băng rộng, đặc biệt trong truyền tín hiệu 40 Gbaud DP-16QAM qua 2400 km Phương pháp này đạt độ lợi tỷ số tín hiệu trên nhiễu 1.3 dB so với kỹ thuật chia bước logarit tự nhiên với 6 bước/phân đoạn Nhờ đó, phương pháp đề xuất không chỉ giảm độ phức tạp ở máy thu mà còn nâng cao hiệu suất kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số.

2 Nghiên cứu hiệu suất bù méo phi tuyến của kỹ thuật sử dụng OPC có xét ảnh hưởng của tán sắc bậc ba trong hệ thống sợi quang băng rộng Kết quả cho thấy, tác dụng bù méo phi tuyến bộ liên hợp pha quang trở nên đáng kể với hệ thống truyền băng thông nhỏ hơn 50 Gbaud Trong trường hợp hệ thống sợi quang băng rộng, ảnh hưởng của tán sắc bậc ba cũng như các yếu tố suy giảm khác trở nên đáng kể, làm giảm nghiêm trọng hiệu suất bù méo phi tuyến của bộ liên hợp pha quang Đồng thời, tôi nghiên cứu hiệu suất của kỹ thuật sử dụng OPC cho hệ thống RoF nhiều băng, băng rộng Cụ thể là, hệ thống RoF truyền thành công tín hiệu QPSK nhiều băng, băng rộng tại tần số 95 GHz qua hệ thống mô phỏng có chiều dài

50 km và 200 km Kỹ thuật dùng bộ liên hợp pha quang đã giảm méo phi tuyến đáp ứng được khả năng truyền dẫn cho hệ thống RoF băng rộng.

3 Nghiên cứu đề xuất sử dụng kỹ thuật ghép kênh SCM-Nyquist nhằm giảm méo phi tuyến do hiện tượng bão hòa của các bộ khuếch đại công suất trong hệ thống truy cập quang hỗn hợp băng rộng Tôi chỉ ra rằng, tín hiệu SCM-Nyquist có tỷ lệ công suất đinh trên trung bình PAPR nhỏ hơn so trường hợp OFDM, do đó tín hiệu này có khả năng kháng chịu hiệu ứng cắt xén Và, tín hiệu SCM-Nyquist duy trì khả năng chống méo do cắt xén của bộ khuếch đại bão hòa tốt hơn OFDMcho các điều chế QAM cấp cao hơn.

Luận án tập trung vào việc phát triển bộ xử lý tín hiệu số DSP hiệu quả cho các bộ thu/phát quang, với mục tiêu khôi phục tín hiệu và bù méo tuyến tính cũng như phi tuyến Nghiên cứu này hướng đến việc cải thiện hiệu suất cho các hệ thống truy cập quang hỗn hợp băng rộng sử dụng công nghệ tiên tiến.

Hệ thống RoF, FSO và mmW cho thấy khả năng truyền tín hiệu SCM-Nyquist hai chiều qua hệ thống sợi quang/vô tuyến liền mạch ở băng tần W, với tốc độ 45 Gbit/s cho đường xuống và 20 Gbit/s cho đường lên Đặc biệt, với hệ thống không đồng nhất lai ghép sợi quang - mmW/FSO, tốc độ truyền tín hiệu SCM-Nyquist đạt 100 Gbit/s cho đường xuống và 50 Gbit/s cho đường lên.

II Hướng phát triển của luận án:

Trong đề tài "Giảm méo phi tuyến trong hệ thống thông tin sợi quang băng rộng", tôi đã đề xuất một số kỹ thuật nhằm nâng cao chất lượng truyền dẫn tín hiệu Các kết quả đạt được cho thấy những cải tiến đáng kể trong hiệu suất hệ thống Tuy nhiên, vẫn tồn tại một số hạn chế nhất định, và đây cũng chính là hướng phát triển tiếp theo của luận án.

1 Do giới hạn về độ phức tạp bộ xử lý tín hiệu số trong công nghệ hiện tại, kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số được trình bày và đề xuất cho hệ thống truyền đơn kênh Kỹ thuật này cần tiếp tục được nghiên cứu và phát triển cho tín hiệu ghép kênh theo bước sóng WDM Ngoài ra, kỹ thuật lan truyền ngược trong miền số cần biết trước được các thông số sợi quang như suy hao, tán sắc, phi tuyến cũng như khoảng cách truyền dẫn Điều này dẫn đến các khó khăn đối với các hệ thống linh hoạt hoặc hệ thống có sợi quang bị tổn hao theo thời gian Đây cũng là hướng phát triển tương lai của đề tài.

2 Kỹ thuật sử dụng bộ liên hợp pha quang OPC đặt ở giữa đường truyền để bù méo tín hiệu phi tuyến có nhiều ưu điểm như OPC có băng thông rộng, có thể hoạt động cho nhiều tín hiệu WDM đồng thời và có hiệu suất năng lượng cao hơn Tuy nhiên, trong bối cảnh đường truyền hiện tại, việc sử dụng phần lớn các bộ khuếch đại quang EDFA có giãn đồ năng lượng không đối xứng đã hạn chế khả năng giảm méo tín hiệu của kỹ thuật này.

Kỹ thuật này cần được nghiên cứu thêm với các tuyến truyền có giản đồ năng lượng đối xứng Đồng thời, cần tiếp tục xem xét ảnh hưởng của tán sắc bậc ba và tác động của dịch pha trong bộ liên hợp pha quang OPC trong bối cảnh này.

3 Với một số khó khăn về thiết bị cũng như các công nghệ rất mới về truyền dẫn tín hiệu di động băng thông rộng qua hệ thống truy cập quang hỗn hợp quang - vô tuyến, các thí nghiệm hiện nay được thực hiện trong nhà sạch với điều kiện truyền dẫn tương đối tốt và khoảng cách truyền dẫn ngoài không gian tự do ngắn Các thí nghiệm ngoài trời được kỳ vọng thực hiện trong tương lai gần Đồng thời, các tác động về hiệu ứng cắt xén của bộ khuếch đại PA cần được nghiên cứu và đánh giá thông qua thực nghiệm.Ngoài ra, để tiếp tục nâng cao dung lượng truyền dẫn, các hệ thống MIMO cần được áp dụng và bộ xử lý tín hiệu số DSP cho các hệ thống này cần được tiếp tục phát triển và hoàn thiện.

Danh mục các công trình đã công bố

I Công trình sử dụng trong luận án