nghiên cứu kỹ thuật đa anten trong lte

Trong trường hợp tổng quátcông cụ này khá phức tạp, tuy nhiên trong trường hợp đặc biệt khi thông tin đượctruyền trên một kênh hay một đường truyền vô tuyến chỉ bị ảnh hưởng của tạp âmGa

LỜI CAM ĐOAN

Tôi cam đoan đây là công trình nghiên cứu của riêng tôi

Các số liệu, kết quả nêu trong luận văn là trung thực và chưa từng được aicông bố trong bất kỳ công trình nào khác

Học viên

Đặng Thị Hải Yến

MỤC LỤC

LỜI CAM ĐOAN i

DANH MỤC CÁC THUẬT NGỮ, CHỮ VIẾT TẮT iv

DANH MỤC BẢNG BIỂU, HÌNH VẼ viii

LỜI MỞ ĐẦU 1

Chương 1 - TRUYỀN DẪN TỐC ĐỘ SỐ LIỆU CAO TRONG THÔNG TIN KHÔNG DÂY BĂNG RỘNG 2

1.1 Các hạn chế cơ bản đối với truyền dẫn tốc độ số liệu cao 2

1.1.1 Truyền dẫn tốc độ số liệu cao mức độ cao trong các kịch bản giới hạn bởi tạp âm 4

1.1.2 Truyền dẫn tốc độ số liệu cao trong các kịch bản bị giới hạn bởi nhiễu .5 1.2 Truyền dẫn tốc độ số liệu cao trong băng thông hạn chế và điều chế bậc cao 6 1.2.1 Điều chế bậc cao kết hợp với mã hóa kênh 6

1.2.2 Thay đổi của công suất phát tức thời 7

1.3 Ảnh hưởng của môi trường truyền sóng lên truyền dẫn không dây băng rộng 7

1.4 Cân bằng chống pha đinh chọn lọc tần số 11

1.4.1 Cân bằng tuyến tính miền thời gian 12

1.4.2 Cân bằng miền tần số 13

1.5 Truyền dẫn đa sống mang cho không dây băng rộng 15

1.6 Kết luận 18

Chương 2 - KỸ THUẬT ĐA ANTEN 19

2.1 Mở đầu 19

2.1.1 Các cấu hình đa anten 19

2.1.2 Lợi ích của kỹ thuật đa anten 20

2.2 Mô hình MIMO 20

2.2.1 Mô hình MIMO tổng quát 20

2.2.2 Mô hình MIMO tối ưu 22

2.3 SIMO (Single Input Multi Output) 25

2.3.1 Mô hình kênh phân tập anten thu 25

2.3.2 Sơ đồ kết hợp chọn lọc SC 26

2.3.3 Sơ đồ kết hợp tỷ lệ cực đại MRC 27

2.3.4 Kết hợp loại bỏ nhiễu IRC 28

2.4 MISO (Multi Input Single Output) 30

2.4.1 Phân tập phát 31

2.4.2 Tạo búp sóng phía phát 36

2.5 MIMO (Multi Intput Multi Output) 37

2.5.1 Nguyên lý cơ sở 38

2.5.2 Ghép kênh dựa trên tiền mã hóa 41

2.5.3 Xử lý thu không tuyến tính 42

2.6 Kết luận 44

Chương 3 - LTE MIMO 45

3.1 Tổng quan LTE và phân tập phát trong LTE 45

3.1.1 Tổng quan 45

3.1.2 Phân tập phát trong LTE 46

3.2 SU-MIMO đường xuống 49

3.2.1 Mô hình truyền dẫn SU-MIMO đường xuống 49

3.2.2 Xử lý tín hiệu số trong SU-MIMO đường xuống 50

3.2.3 Ghép kênh không gian SU-MIMO vòng kín trong LTE 53

3.2.4 Ghép kênh không gian SU-MIMO vòng hở trong LTE 60

3.3 MU-MIMO trong ITE 64

3.3.1 MIMO đa người sử dụng (MU-MIMO) đường xuống 63

3.3.2 MIMO đa người sử dụng (MU-MIMO) đường lên 67

3.4 Đánh giá hiệu năng của các sơ đồ MIMO 72

3.4.1 Các cấu hình anten chuẩn để đánh giá hiệu năng đường xuống 70

3.4.2 Các kết quả đánh giá hiệu suất phổ cho các sơ đồ MIMO 71

3.5 Kết luận 76

KẾT LUẬN 75

TÀI LIỆU THAM KHẢO 76

DANH MỤC CÁC THUẬT NGỮ, CHỮ VIẾT TẮT

AMPS Advanced Mobile Phone System

Hệ thống điện thoại di động tiêntiến

CDMA Code Division Multiple Access Đa truy nhập phân chia theo mã

CPC Continuous Packet Connectivity Kết nối gói liên túc

CQI Channel Quality Indicator Chỉ thị chất lượng kênh

D

DPCCH

Dedicated Physical Control

DTX Discontinuous Transmission Phát không liên tục

D-TxAA Dual Transmit -Diversity Adaptive Array

E

E-AGCH E-DCH Absolute Grant Channel Kênh cấp phát tuyệt đối E-DCHE-DCH Enhanced Dedicated Channel Kênh riêng nâng cao

EDGE

Enhanced Data rates for GSM

Evolution and Enhanced Data

rates for Global Channel

Tốc độ số liệu tăng cường để pháttriển GPRS

E-RGCH E-DCH Relative Grant Channel Kênh cấp phát tương đối E-DCH

F

FDD Frequency Division Duplex

Ghép song công phân chia theo tầnsố

FDM Frequency Division Multiplex Ghép kênh phân chia theo tần sốFDMA

Frequency Division Multiple

G

Mạng truy nhập vô tuyến GSM/EDGE

GPRS General Packet Radio Services Dịch vụ vô tuyến gói chuntg

GSM

Global System for Mobile

H

High Speed Shared Control

HSUPA

High Speed Uplink Packet

I

IRC Interference Rejection Combining Kết hợp triệt nhiễu

IMS Internet Multimedia Subsystem Phân hệ đa phương tiện Internet

Multimedia Broadcast/Multicast

MMSE Minimum Mean Square Error

Sai lỗi trung bình bình phương cựctiểu

PARC Per-Antenna Rate Control

PCI Precoding Control Indicator Chỉ thị điều khiển tiền mã hóa

PDC Personal Digital Cellular

R

S

SAE System Architecture Evolution Phát triển kiến trúc hệ thống

SDMA Spatial Division Multiple Access Đa truy nhập phân chia không gianSIC

Successive Interference

STBC Space-Time Block Coding Mã hóa khối không gian thời gianSTTD Space-Time Transmit Diversity Phân tập phát không gian thời gianSU-

SVD Sigular Value Decomposition Phân chia giá trị đơn

TDD Time Division Duplex

Ghéo song công phân chia theo thờigian

TDM Time Division Multiplex Ghép kênh phân chia theo thời gianTDMA Time Division Multiple Access

Đa truy nhập phân chia theo thờigian

TTI Transmission Time Interval Khoảng thời gian truyền dẫn

DANH MỤC BẢNG, HÌNH VẼ

Danh mục bảng

Bảng 3.1 Bảng mã cho truyền dẫn trên các cổng anten p = 0,3 55

Bảng 3.2 Bảng ma trận tiền mã hóa cho truyền dẫn bốn cửa anten 57

Bảng 3.3 Sắp xếp từ mã vào lớp cho ghép kênh không gian 59

Bảng 3.4 Ma trận tiền mã hóa DFT U LxL 61

Bảng 3.5 Ma trận CDD trễ lớn D LxL (i) 61

Bảng 3.6 Hiệu suất phổ đường xuống trong nhà (InH),FDD 71

Bảng 3.7.Hiệu suất phổ đường lên trong nhà (InH), FDD 71

Bảng 3.8 Hiệu suất phổ đường xuống ô vi mô thành phố (Umi), FDD 72

Bảng 3.9 Hiệu suất phổ đường lên ô vi mô thành phố (Umi), FDD 72

Bảng 3.10 Hiệu suất phổ đường xuống ô vĩ mô thành phố (Uma),FDD 73

Bảng 3.11 Hiệu suất phổ đường lên cho ô macro thành phố (Uma), FDD 73

Bảng 3.12 Hiệu suất phổ đường xuống cho ô vĩ mô nông thôn (Rma),FDD 73

Bảng 3.13 Hiệu suất đường lên cho ô vĩ mô nông thôn (Rma), FDD 74

Danh mục hình Hình 1.1 Eb/N0 yêu cầu tối thiểu tại máy thu phụ thuộc vào mức độ sử dụng băng thông 3

Hình 1.2 Truyền sóng đa đường (a) gây ra tán thời (b) và chọn lọc tần số (c) 8

Hình 1.3 Cân bằng cơ bản trong miền thời gian 12

Hình 1.4 Cân bằng tuyến tính được thực hiện theo bộ lọc FIR rời rạc thời gian 13

Hình 1.5 Cân bằng tuyến tính miền tần số 14

Hình 1.6 Xử lý chồng lấn và loại bỏ 15

Hình 1.7 Chèn CP trong trường hợp truyền dẫn đa sóng mang 15

Hình 1.8 Mở rộng đến truyền dẫn băng thông rộng hơn bằng đa sóng mang 16

Hình 1.9 Nguyên lý OFDM áp dụng cho đường xuống của LTE 17

Hình 1.10 Nguyên lý DFTS OFDM hay SC-FDMA 18

Hình 2.1 Mô hình kênh MIMO với Nt anten phát và Nr anten thu 21

Hình 2.2 Mô hình SVD MIMO tối ưu 24

Hình 2.3 Phân chia kênh phađinh phẳng MIMO thành các kênh phađinh phẳng 24

song song tương đương dựa trên SVD 24

Hình 2.4 Sơ đồ kết hợp chọn lọc 26

Hình 2.5 Kết hợp anten thu tuyến tính 28

Hình 2.6 Kịch bản đường xuống với một nguồn nhiễu trội 29

Hình 2.7 Kịch bản máy thu bị một máy đầu cuối di động gây nhiễu mạnh 30

Hình 2.8 Phân tập trễ hai anten 32

Hình 2.9 Phân tập trễ vòng bốn anten phát 33

Hình 2.10 Phân tập phát không gian thời gian trên cơ sở mã Alamouti 34

Hình 2.11 Phân tập phát không gian thời gian (STTD) 34

Hình 2.12 Phân tập phát mã khối không gian – tần số với hai anten phát theo mã Alamouti 35

Hình 2.13 Phân tập phát mã khối không gian-tần số với hai anten phát theo STTD 35

Hình 2.14 Tạo búp kinh điển với tương quan anten tương hỗ cao 36

Hình 2.15 Tạo búp dựa trên bộ tiền mã hóa trong trường hợp tương quan anten tương hỗ thấp 37

Hình 2.16 Tiền mã hóa cho từng sóng mang con trong trường hợp OFDM (hai anten phát) 37

Hình 2.17 Cấu hình anten 2x2 39

Hình 2.18 Thu tuyến tính/giải điều chế các tín hiệu ghép kênh không gian 40

Hình 2.19 Ghép kênh không gian dựa trên bộ tiền mã hóa 41

Hình 2.20 Trực giao hóa các tín hiệu ghép không gian bằng cách tiền mã hóa 42

Hình 2.21 Truyền dẫn một từ mã (a) và truyền dẫn nhiều từ mã (b) 43

Hình 2.22 Giải điều chế/giải mã các tín hiệu ghép không gian dựa trên khử nhiễu lần lượt 44

Hình 3.1 Sơ đồ phân tập phát dựa trên SFBC với hai anten 47

Hình 3.2 Sơ đồ phân tập phát dựa trên SFBC và FSTD 47

Hình 3.3 Sơ đồ SFBC + FSTD cải tiến với bốn cửa anten cho PHICH 48

Hình 3.4 Mô hình truyền dẫn SU-MIMO tổng quát 49

Hình 3.5 Xử lý tín hiệu SU-MIMO vòng kín phía phát 51

Hình 3.6 Máy thu MMSE-SIC 52

Hình 3.7 Mô hình truyền dẫn SU-MIMO bốn cửa anten, hai từ mã, bốn lớp với máy thu SIC 53

Hình 3.8 Sắp xếp từ mã vào lớp cho truyền dẫn SU-MIMO đường xuống 4 cửa anten 56

Hình 3.9 Sắp xếp các từ mã vào lớp cho ghép kênh không gian 58

Hình 3.10 Ghép kênh không gian vòng hở với P anten và L lớp 60

Hình 3.11 Tiền mã hóa CDD trễ lớn cho truyền dẫn hai cửa anten 63

Hình 3.12 MU-MIMO với tạo búp dựa trên bảng mã cho nhiều UE sử dụng cùng tài nguyên thời gian tần số 66

Hình 3.13 MU-MIMO đường lên 67

Hình 3.14 Ghép kênh số liệu và tín hiệu tham chuẩn trên đường lên 68

Hình 3.15 Máy thu MMSE cho UL MIMO 69

LỜI MỞ ĐẦU

Trong tiến trình phát triển của xã hội loài người, sự ra đời của thông tin diđộng là một bước ngoặt lớn và thông tin di động đã nhanh chóng trở thành mộtngành công nghiệp viễn thông phát triển, là lĩnh vực tiên phong, điều kiện kiênquyết cũng như cơ hội để mỗi quốc gia, mỗi dân tộc thu hẹp khoảng cách phát triển,tránh nguy cơ lạc hậu, tăng cường năng lực cạnh tranh

Ngày nay, công nghệ thông tin di động 3G đã được đưa vào thương mại hóa,nhưng nhu cầu về chất lượng dịch vụ cũng như tốc độ dữ liệu vẫn ngày càng tăng

Do đó, sự phát triển sau 3G đang được các tổ chức đặc biệt là 3GPP nghiên cứutriển khai Tiểu biểu cho công nghệ thông tin di động sau 3G là HSPA và LTE Đểđáp ứng nhu cầu về chất lượng dịch vụ và tốc độ dữ liệu, các công nghệ này đãđược bổ sung thêm nhiều đặc tính mới và tiến bộ, một trong số đó là kỹ thuật đaanten MIMO

Những năm gần đây các hệ thống đa anten MIMO đã trở thành các chủ đềthu hút nhiều tổ chức nghiên cứu trên toàn cầu Hệ thống MIMO rất có triển vọngtrong các hệ thống thông tin di động thế hệ sau bởi lẽ nó không chỉ cho phép đạtđược hiệu quả sử dụng phổ tần cao hơn nữa mà còn có tính khả thi về phần cứngcũng như phần mềm do sự tiến bộ của các công nghệ xử lý tín hiệu số DSP và biếnđổi tương tự số tốc độ cao ADC

Hiểu được tầm quan trọng của hệ thống đa anten, em quyết định chọn đề

tài:“Nghiên cứu kỹ thuật đa anten trong LTE’’.

Nội dung luận văn gồm 3 chương:

Chương 1: Truyền dẫn tốc độ số liệu cao trong thông tin không dây băng

rộng

Chương 2: Kỹ thuật đa anten.

Chương 3: LTE MIMO

Chương 1 - TRUYỀN DẪN TỐC ĐỘ SỐ LIỆU CAO TRONG THÔNG TIN KHÔNG DÂY BĂNG RỘNG

Chương 1 giới thiệu về các hạn chế cơ bản đối với truyền dẫn tốc độ số liệu cao, truyền dẫn tốc độ số liệu cao trong băng thông hạn chế và điều chế bậc cao Trong chương này cũng đề cập đến ảnh hưởng của môi trường truyền sóng lên truyền dẫn không dây băng rộng, cân bằng chống phađinh chọn lọc tần số và truyền dẫn đa sóng mang cho không dây băng rộng.

1.1 Các hạn chế cơ bản đối với truyền dẫn tốc độ số liệu cao

Shannon đã đưa ra công cụ lý thuyết để xác định tốc độ cực đại mà thông tin

có thể được truyền trên một kênh thông tin cho trước Trong trường hợp tổng quátcông cụ này khá phức tạp, tuy nhiên trong trường hợp đặc biệt khi thông tin đượctruyền trên một kênh (hay một đường truyền vô tuyến) chỉ bị ảnh hưởng của tạp âmGauss trắng cộng, dung lượng kênh C được xác định bởi một biểu thức khá đơngiản sau:

1

c D

T f

 (1.1)Trong đó:

+ Bw là băng thông khả dụng cho truyền tin

+ S là ký kiệu cho công suất tín hiệu thu

+ N là kí hiệu cho công suất tạp âm trắng ảnh hưởng xấu lên tín hiệu thu

Từ (1.1) ta thấy các yếu tố căn bản hạn chế tốc độ số liệu khả dụng là côngsuất thu khả dụng (hay tỷ số tín hiệu trên tạp âm khả dụng) và băng thông khả dụng

Bw Để làm rõ hơn cách thức mà các nhân tố trên hạn chế tốc độ số liệu khả dụng,giả thiết rằng thông tin sử dụng một tốc độ truyền tin R nào đó Công suất tín hiệuthu khi này sẽ là: S = Eb.R (Eb: năng lượng tín hiệu thu trên bit) Ngoài ra công suấttập âm có thể được biểu diễn: N = N0.Bw (N0: mật độ phổ công suất tạp âm đo bằngW/Hz)

Rõ ràng tốc độ thông tin không bao giờ vượt quá dung lượng kênh Dựa trênđiều này kết hợp với (1.1) ta được bất đẳng thức sau:

độ sử dụng băng thông nhỏ hơn 1 (tốc độ thông tin nhỏ hơn nhiều so với băng thôngđược sử dụng) Eb/N0 yêu cầu tăng nhanh theo γ Vì thế trong trường hợp các tốc độ

số liệu có cùng giá trị hoặc lớn hơn băng thông, mọi sự tăng tốc độ thông tin khôngkèm theo tăng băng thông khả dụng sẽ dẫn đến tăng tương đối khá lơn công suất tínhiệu thu yêu cầu cực tiểu

Hình 1.1 E b /N 0 yêu cầu tối thiểu tại máy thu phụ thuộc vào

mức độ sử dụng băng thông

1.1.1 Truyền dẫn tốc độ số liệu cao mức độ cao trong các kịch bản giới hạn bởi tạp âm

Từ phân tích trên, có thể rút ra các kết luận liên quan đến việc đảm bảo tốc

độ số liệu cao trong các hệ thống thông tin di động khi tạp âm là nguồn giảm chấtlượng đường truyền vô tuyến chính:

- Trong các kịch bản này, tốc độ số liệu được cung cấp sẽ luôn luôn bị giớihạn bởi công suất thu khả dụng (hay tỷ số tín hiệu thu trên tạp âm) Ngoài ra mọi sựtăng tốc độ số liệu khả dụng trong một băng thông cho trước đều đòi hỏi ít nhất làtăng cùng một lượng tương đối công suất tín hiệu thu Đồng thời nếu có thể đảmbảo đủ công suất thu khả dụng, thì (ít nhất là theo lý thuyết) có thể đảm bảo mọi tốc

độ số liệu trong một băng thông hạn chế khả dụng

- Trong trường hợp mức độ sử dụng băng thông thấp, nghĩa là chừng nào tốc

độ số liệu của đường truyền vô tuyến còn thấp hơn băng thông khả dụng, mọi sựtăng tốc độ số liệu đòi hỏi tăng tương đối gần như cùng một lượng công suất thu.Trường hợp này được gọi là hoạt động bị giới hạn bởi công suất (ngược với hoạtđộng giới hạn bởi băng thông), vì trong trường hợp này, tăng băng thông khả dụngkhông ảnh hưởng đáng kể lên việc công suất thu cần thiết đối với một tốc độ số liệucho trước

Vì thế để sử dụng hiệu quả công suất thu (tỷ số tín hiệu trên tạp âm khảdụng), băng thông truyền dẫn ít nhất phải có cùng giá trị như tốc độ số liệu cần đảmbảo

Cách khác, để tăng tổng công suất tín hiệu thu cho một công suất phát chotrước là sử dụng nhiều anten tại phía thu (phân tập anten thu) Có thể sử dụng nhiềuanten thu tại tram gốc (cho đường lên) hay nhiều anten thu tại đầu cuối di động (chođường xuống) Bằng cách kết hợp tín hiệu thu một cách hợp lý, tỷ số tín hiệu trêntạp âm có thể được tăng tỷ lệ với số anten thu vì thế cho phép đạt được các tốc độ sốliệu cao hơn đối với một khoảng cách phát thu cho trước

Đa anten cũng có thể được áp dụng tại đầu phát , thường tại trạm gốc vàđược sử dụng để tập trung toàn bộ công suất phát về phía anten thu Giải pháp nàycũng tăng công suất tín hiệu thu và cho phép đạt được các tốc độ số liệu cao

Tuy nhiên việc cung cấp các tốc độ số liệu cao bằng cách sử dụng nhiềuanten phát và thu chỉ hiệu quả đến một mức độ nhất định, nghĩa là chừng nào cáctốc độ số liệu còn bị giới hạn bởi công suất chứ không phải băng thông Các tốc độ

số liệu bắt đầu bị bão hòa và mọi sự tăng tiếp số lượng anten phát hay thu mặc dù

có cải thiện tỷ số tín hiệu trên tạp âm nhưng không đảm bảo tăng các tốc độ số liệu.Tuy nhiên tình trạng này có thể tránh được bằng cách sử dụng đồng thời nhiều antentại phía phát và phía thu bằng sơ đồ ghép kênh không gian (MIMO)

1.1.2 Truyền dẫn tốc độ số liệu cao trong các kịch bản bị giới hạn bởi nhiễu

Các phân tích trên chỉ xét cho môi trường thông tin vô tuyến bị ảnh hưởng củatạp âm Tuy nhiên trong các kịch bản thông tin di động thực tế, nhiễu từ các ô lâncận (nhiễu giữa các ô) thường gây giảm cấp đường truyền vô tuyến lớn hơn tạp âm,nhất là trong trường hợp ô nhỏ và tải lưu lượng cao Ngoài nhiễu giữa các ô, cònxảy ra nhiễu từ các truyền dẫn khác trong ô được xét (nhiễu nội ô)

Xét về nhiều mặt, ảnh hưởng nhiễu lên đường truyền vô tuyến cũng tương tựảnh hưởng của tạp âm Các nguyên tắc được xét trong các phần trên cũng áp dụngđược cho kịch bản trong đó nhiễu là nguồn gây giảm cấp đường truyền vô tuyếnchính:

- Khi cho trước băng thông, tốc độ số liệu cực đại có thể đạt được bị giới hạnbởi tỷ số tín hiệu trên nhiễu

- Việc cung cấp các tốc độ số liệu lớn hơn băng thông khả dụng sẽ tốn kém từquan điểm cần đảm bảo tỷ số tín hiệu trên nhiễu cao một cách không tương xứng.Tương tự như các kịch bản đối với tạp âm, giảm kích thước ô cũng như các kỹthuật đa anten là các biện pháp then chốt để tăng các tốc độ số liệu trong các kịchbản bị giới hạn bởi nhiễu:

- Giảm kích thước ô sẽ giảm số người sử dụng vì thế sẽ giảm lưu lượng trên ô.Nhờ vậy, giảm mức nhiễu tương đối và vì thế cho phép đạt được tốc độ số liệu caohơn

- Kết hợp hợp lý các tín hiệu thu tại nhiều anten sẽ tăng tỷ số tín hiệu trênnhiễu sau kết hợp anten

- Sử dụng tạo búp bằng nhiều anten phát sẽ tập trung công suất phát về phíamáy thu đích và dẫn đến giảm nhiễu lên các đường truyền vô tuyến khác và vì thếcải thiện tổng tỷ số tín hiệu trên nhiễu trong hệ thống.

Một điểm khác biệt quan trọng giữa nhiễu và tạp âm là khác với tạp âm,nhiễu thường có cấu trúc nhất định vì thế ở một mức độ nhất định có thể dự báođược nhiễu và có thể loại bỏ một phần hay toàn bộ nó

1.2 Truyền dẫn tốc độ số liệu cao trong băng thông hạn chế và điều chế bậc cao

Như phân tích trong phần trước, cung cấp các tốc độ số liệu cao hơn băngthông khả dụng là không kinh tế, từ quan điểm là nó đòi hỏi tỷ số tín hiệu trên tạp

âm và tỷ số tín hiệu trên nhiễu cao một cách tương xứng tại máy thu Tuy vậy băngthông thường là một tài nguyên khan hiếm và đắt tiền, và trong một số trường hợp

có thể đảm bảo tỷ số tín hiệu trên tạp âm hay tín hiệu trên nhiễu cao, chẳng hạntrong các môi trường ô nhỏ với lưu lượng thấp Các hệ thống di động trong tươnglai (phát triển của 3G và 4G) phải được thiết kế để tận dụng được các kịch bản này,nghĩa là phải có khả năng cung cấp số liệu cao trong một băng thông có hạn khi cácđiều kiện vô tuyến cho phép

Giải pháp đơn giản nhất để cung cấp các tốc độ số liệu cao trong băng thôngtruyền dẫn cho trước là sử dụng điều chế bậc cao Việc sử dụng sơ đồ điều chế bậccao cung cấp khả năng đạt được mức độ sử dụng băng thông cao hơn, nghĩa là cungcấp các tốc độ số liệu cao hơn trong một băng thông cho trước Tuy nhiên mức độ

sử dụng băng thông cao hơn phải trả giá bằng khả năng chịu tạp âm và nhiễu kémhơn

1.2.1 Điều chế bậc cao kết hợp với mã hóa kênh

Các sơ đồ điều chế bậc cao thường đòi hỏi tỷ lệ Eb/N0 cao với một tỷ số lỗicho trước Tuy nhiên khi kết hợp với mã hóa kênh, việc sử dụng sơ đồ điều chế bậccao sẽ trở nên hiệu quả hơn trong một số trường hợp, nghĩa là nó đòi hỏi Eb/N0 thuthấp hơn với một tỷ số lỗi cho trước

Đối với một tỷ số tín hiệu trên tạp âm/nhiễu cho trước, tồn tại một sự kết hợptối ưu giữa sơ đồ điều chế và tỷ lệ mã hóa kênh theo đó thông tin được truyền với

mức độ sử dụng băng thông cao nhất (tốc độ số liệu cao nhất đối với băng thôngcho trước).

1.2.2 Thay đổi của công suất phát tức thời

Như phân tích trong mục 1.1 cho thấy truyền dẫn với mức độ sử dụng băngtần cao là không hiệu quả về mặt công suất vì nó đòi hỏi phải tăng một cách khôngtương xứng tỷ số tín hiệu trên tạp âm và tỷ số tín hiệu trên nhiễu đối với một tốc độ

số liệu cho trước Chỉ có thể sử dụng các sơ đồ điều chế bậc cao để cung cấp các tốc

độ số liệu cao trong một băng thông hạn chế khi các tỷ số tín hiệu trên tạp âm và tínhiệu trên nhiễu khá cao, chẳng hạn trong các môi trường ô nhỏ với tải lưu lượngthấp hay đối với các đầu cuối gần trạm gốc

Ngoài ra để cung cấp các tốc độ số liệu cao một cách hiệu quả nhất xét từ quanđiểm tỷ số tín hiệu trên tạp âm và tỷ số tín hiệu trên nhiễu (hay vùng phủ tốt nhất),

ta cần đảm bảo băng thông tối thiểu phải bằng tốc độ số liệu

Tuy nhiên tồn tại nhiều vấn đề quan trọng liên quan đến việc sử dụng băngthông rộng hơn trong các hệ thống thông tin di động:

- Phổ tần thường là tài nguyên khan hiếm và đắt tiền, thường rất khó tìm đượccác cấp phát phổ đủ lớn để đảm bảo truyền dẫn băng thông, đặc biệt là tại các băngtần thấp

- Sử dụng các băng thông phát và thu rộng hơn gây ảnh hưởng lên độ phức tạpcủa thiết bị vô tuyến kể cả ở trạm gốc lẫn ở đầu cuối di động Ngoài ra các phần tử

vô tuyến cũng có thiết kế phức tạp hơn và đắt tiền hơn khi truyền dẫn băng rộng

1.3 Ảnh hưởng của môi trường truyền sóng lên truyền dẫn không dây băng rộng

Ngoài hai vấn đề trên, một vấn đề rất quan trọng ảnh hưởng lên truyền dẫnkhông dây băng rộng là môi trường truyền sóng hay kênh vô tuyến Phađinh đađường trên kênh vô tuyến dẫn đến tán thời và chọn lọc tần số làm hỏng tín hiệu thu.Tán thời và chọn lọc tần số xảy ra khi tín hiệu phát truyền đến máy thu qua nhiềuđường truyền với trễ khác nhau (hình 1.2a)

Hình 1.2 Truyền sóng đa đường (a) gây ra tán thời (b) và chọn lọc tần số (c)

Trong miền thời gian khi trạm gốc (đầu vào kênh vô tuyến tán thời) phát đimột xung kim thì đầu ra là một dãy xung có trễ và biên độ khác nhau (hình 1.2b)được đặc trưng bằng ba thông số: (1) trải trễ trung bình quân phương (RDS: RootMean Squared Delay Spread): , (2) trễ trội trung bình  và (3) trễ trội max max

Trễ trội là một khái niệm được sử dụng để biểu thị trễ của một đường truyền

so với đường truyền đến sớm nhất (thường là đường truyền trực tiếp) Một thông sốthời gian quan trọng của tán thời là trải trễ trung bình quân phương (RDS): căn bậchai mômen trung tâm của lý lịch trễ công suất RDS là một số đo thích hợp cho trải

đa đường của kênh Ta có thể sử dụng nó để đánh giá ảnh hưởng của nhiễu giaothoa giữa các kí hiệu

2 2



    (1.5)

( )( )

k k k

k k

P P

( )( )

k k k

k k

P P

Trong đó P ( )k là công suất trung bình đa đường tại thời điểm k

Trong miền tần số kênh vô tuyến tán thời tương ứng với đáp ứng kênh tần sốthay đổi theo tần số (1.2c) Tán thời trong miền thời gian và tính chọn lọc trong

miền tần số của kênh sẽ làm hỏng cấu trúc tín hiệu phát trong miền thời gian vàmiền tần số dẫn đến tỷ số lỗi cao hơn Tất cả các kênh vô tuyến đều bị chọn lọc tần

số ở một mức độ nhất định Tuy nhiên mức độ ảnh hưởng này càng lớn khi băngthông truyền dẫn càng lớn Ngoài ra mức độ chọn lọc tần số cũng phụ thuộc vàomôi trường, chẳng hạn chọn lọc tần số ít hơn trong môi trường ô nhỏ (ít tán thờihơn) và các môi trường có ít vật tán xạ và phản xạ sóng hơn như môi trường nôngthôn Tương tự như các thông số trải trễ trong miền thời gian, ta có thể sử dụngbăng thông nhất quán để đặc trưng kênh trong miền tần số Trải trễ trung bình quânphương tỷ lệ nghịch với băng thông nhấy quán và ngược lại, mặc dù quan hệ chínhxác của chúng là một hàm phụ thuộc vào cấu trúc đa đường Ta kí hiệu băng thôngnhất quán là Bc và trải trễ trung bình quân phương là  Khi hàm tương quan tần sốlớn hơn 0,9 băng thông nhất quán có quan hệ sau đây với trải trễ trung bình quânphương:

150

15

là góc hợp bởi phương tới của sóng tới thứ n và phương chuyển động của máy diđộng (hình 1.3), thì góc này sẽ xác định tần số Doopler của sóng tới theo biểu thứcsau:

fc = fD.cosα (1.10)Tốc độ thay đổi của các đáp ứng kênh phụ thuộc vào tốc độ chuyển động củađầu cuối di động và liên quan đến trải Doopler fD được định nghĩa là: fD = fc.v/c,trong đó fc là tần số sóng mang, v là vận tốc chuyển động của đầu cuối và c là tốc độánh sáng

Thời gian nhất quán chịu ảnh hưởng trực tiếp của dịch Doopler, nó là thông

số kênh trong miền thời gian đối ngẫu với trải Doopler Trải Doopler và thời giannhất quán là hai thông số tỷ lệ nghịch với nhau Nghĩa là:

1

c D

T f

 (1.11)Phụ thuộc vào quan hệ giữa các thông số tín hiệu (độ rộng băng tần, chu kỳ

kí hiệu…) và các thông số kênh (trải trễ trung bình quân phương, trải Doopler…) ta

có thể phân loại phađinh phạm vi hẹp dựa trên hai đặc tính: trải trễ đa đường vàphađinh chọn lọc tần số Trải trễ đa đường là một thông số trong miền thời gian,trong khi đó phađinh phẳng hay chọn lọc tần số lại tương ứng với miền tần số Vìthế thông số miền thời gian, trải trễ đa đường, ảnh hưởng lên đặc tính kênh trongmiền tần số Trải Doopler dẫn đến tán tần và phađinh chọn lọc thời gian, vì thế liênquan đến trải Doopler ta có thể phân loại phađinh phạm vi hẹp thành phađinh nhanh

và phađinh chậm Trải Doopler là một thông số trong miền tần số trong khi đó hiệntượng kênh thay đổi nhanh hay chậm lại phụ thuộc miền thời gian Vậy trongtrường hợp này, trải Doopler, thông số trong miền tần số, ảnh hưởng lên đặc tínhkênh trong miền thời gian

Nếu băng thông nhất quán kênh lớn hơn rất nhiều so với độ rộng băng tần tínhiệu phát, tín hiệu thu sẽ bị phađinh phẳng Khi này chu kỳ kí hiệu lớn hơn nhiều sovới trải trễ đa đường của kênh Ngược lại, nếu băng thông nhất quán kênh nhỏ hơn

độ rộng băng tần tín hiệu phát, tín hiệu thu sẽ bị phađinh chọn lọc tần số Trongtrường hợp này chu kỳ tín hiệu nhỏ hơn trải trễ đa dường kênh Khi xảy ra trườnghợp này, tín hiệu thu bị méo dạng dẫn đến nhiễu giao thoa giữa các kí hiệu Ngoài

ra việc lập mô hình các kênh phađinh chọn lọc tần số phức tạp hơn nhiều so với lập

mô hình kênh phađinh phẳng, vì để lập mô hình cho kênh phađinh chọn lọc tần số taphải sử dụng bộ lọc tuyến tính Do đó ta cần cố gắng chuyển vào kênh phađinhphẳng chi tín hiệu truyền dẫn Tuy nhiên do không thể thay đổi trải trễ đa đường vàbăng thông nhất quán, nên ta chỉ có thể thiết kế chu kỳ kí hiệu và độ rộng băng tầntín hiệu để đạt được kênh phađinh phẳng Vì thế nếu cho trước trải trễ, để cải thiện

hiệu năng tuyền dẫn, ta chọn giá trị chu kỳ kí hiệu trong giải thuật điều chế thíchứng để đạt được kênh phađinh phẳng thay vì kênh phađinh chọn lọc.

Dựa trên trải Doopler, ta có thể phân loại kênh thành phađinh nhanh vàphađinh chậm Nếu đáp ứng xung kim kênh (trong miền thời gian) thay đổi nhanhtrong chu kỳ kí hiệu, nghĩa là nếu thời gian nhất quán kênh nhỏ hơn chu kỳ kí hiệucủa tín hiệu phát, kênh sẽ gây phađinh nhanh đối với tín hiệu thu Điều này sẽ dẫnđến méo dạng tín hiệu Nếu đáp ứng xung kim kênh thay đổi với tốc độ chậm hơnnhiều so với kí hiệu băng gốc phát, kênh sẽ gây ra phađinh chậm đối với tín hiệuthu Trong trường hợp này kênh tỏ ra tĩnh đối với một số chu kỳ kí hiệu Tất nhiên

ta muốn có phađinh chậm vì nó hỗ trợ chất lượng truyền dẫn ổn định hơn Ta khôngthể xác định Doopler khi thiết kế hệ thống Vì thế, khi cho trước trải Doopler, ta cầnchọn độ rộng băng tần tín hiệu (băng thông sóng mang con) trong giải thuật điềuchế thích ứng để nhận được kênh phađinh chậm thay vì kênh phađinh nhanh Nhưvậy ta sẽ đạt được chất lượng truyền dẫn tốt hơn

Cách tiếp cận khác là nghiên cứu các sơ đồ truyền dẫn và thiết kế tín hiệu đểđạt được hiệu năng truyền dẫn tốt ngay cả khi độ chọn lọc tần số kênh vô tuyến cao

mà vẫn đảm bảo độ phức tạp của máy thu ở mức độ cho phép Dưới đây là hai giảipháp cho truyền dẫn băng rộng đạt tiêu chí nói trên:

- Sử dụng các kiểu truyền dẫn đa sóng mang khác nhau để phát tín hiệu băngrộng tổng bằng nhiều tín hiệu băng hẹp ghép kênh theo tần số

- Sử dụng các sơ đồ truyền dẫn đơn sóng mang được thiết kế đặc biệt để cóthể cân bằng hiệu quả nhưng với độ phức tạp hợp lý

1.4 Cân bằng chống pha đinh chọn lọc tần số

Trước đây phương pháp chủ yếu để xử lý sự giảm cấp tín hiệu do phađinhchọn lọc tần số của kênh vô tuyến là áp dụng cac dạng cân bằng khác nhau tại phíathu cho truyền dẫn đơn sóng mang Mục đích của cân bằng sửa méo đặc tuyến tần

số (cân bằng miền tần số) hoặc dạng xung tín hiệu (cân bằng miền thời gian) dophađinh chọn lọc tần số gây ra và ở mức độ nhất định khôi phục lại dạng tín hiệuban đầu Truyền dẫn đơn sóng mang sẽ được sử dụng cho đường lên của LTE vì thế

trong phần này ta sẽ xét các giải pháp cân bằng chống phađinh cho truyền dẫn đơnsóng mang.

1.4.1 Cân bằng tuyến tính miền thời gian

Phương pháp cân bằng căn bản nhất là bộ cân bằng tuyến tính miền thời giancấu tạo từ một bộ lọc tuyến tính có đáp ứng xung kim w( ) (hình 1.3) Bằng cáchchọn các đáp ứng xung kim khác nhau, ta có thể thực hiện các chiến lược cân bằng(máy thu) khác nhau

Hình 1.3 Cân bằng cơ bản trong miền thời gian

Một giải pháp khác là chọn lựa bộ lọc máy thu bù trừ toàn bộ đối với chọnlọc tần số kênh vô tuyến Điều này có thể đạt được bằng cách chọn đáp ứng xungkim bộ lọc máy thu theo quan hệ sau:

( ) w( )=1

h    (1.12)trong đó ‘’ kí hiệu cho tích chập tuyến tính Cách chọn bộ lọc này cònđược gọi là cân bằng ép buộc về không (ZF: Zero Forcing) Cân bằng ZF cho phép

bù trừ toàn bộ chọn lọc tần số kênh vô tuyến (cân bằng hoàn toàn) và vì thế hoàntoàn triệt được mọi giảm cấp tín hiệu liên quan Tuy nhiên cân bằng ZF có thể dẫnđến tỷ số tín hiệu trên tạp âm sau cân bằng rất lớn và vì thế giảm hiệu năng đườngtruyền tổng thể, đặc biệt khi kênh có đáp ứng tần số biến động nhanh

Giải pháp thứ ba và là giải pháp cho phép chọn được bộ lọc cân xứng giữagiảm cấp tín hiệu do chọn lọc tần số và tạp âm/nhiễu được gọi là cân bằng MMSE(Minimum Mean Square Error: sai lỗi trung bình nhỏ nhất) Bộ lọc trong trườnghợp này được lựa chọn phải đảm bảo giảm thiểu sai lỗi trung bình bình phương giữatín hiệu đầu ra bộ cân bằng và tín hiệu được phát:

2( ) ( )

Trong thực tế bộ lọc cân bằng tuyến tính thường được thực hiện ở dạng bộlọc FIR rời rạc theo thời gian với L nhánh trễ nhận các mẫu tín hiệu thu như minhhọa trên hình 1.4.

Hình 1.4 Cân bằng tuyến tính được thực hiện theo bộ lọc FIR rời rạc thời gian

1.4.2 Cân bằng miền tần số

Một cách khác để giảm độ phức tạp của cân bằng tuyến tính là thực hiện cânbằng trong miền tần số như minh họa trên hình 1.5 Trong cân bằng tuyến tính miềntần số, cân bằng được thực hiện theo từng khối kích thước N Trước tiên tín hiệu thusau lấy mẫu được chuyển đổi vào miền tần số bởi DFT kích thước N (DiscreteFourier Transform: biến đổi Fourier rời rạc) Sau đó cân bằng được thực hiện bằnglọc trong miền tần số với các nhánh lọc trong miền tần số là W0, W1,…, Wn-1 chẳnghạn bằng DFT cho các nhánh lọc miền thời gian w0, w1,…, wL-1 của hình 1.4 Saucùng tín hiệu miền tần số nhận được sau cân bằng được chuyển đổi ngược vào miềnthời gian bằng IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform: biến đổi Fourier ngượcrời rạc) kích thước N Nên chọn kích thước N của khối là hai lũy thừa của một sốnguyên: N = 2n với n là một số nguyên để có thể thực hiện tính toán FFT/IFFT theo

cơ số hai cho xử lý DFT/IDFT

Đối với mỗi lần xử lý khối kích thước N, cân bằng miền tần số cơ bảnbao gồm:

- Một DFT/FFT kích thước N

- N lần nhân phức (bộ lọc miền tần số)

- Một biến đổi ngược IDFT/IFFT kích thước N

Hình 1.5 Cân bằng tuyến tính miền tần số

Tuy nhiên có hai vấn đề gặp phải đối với cân bằng miền tần số:

- Lọc miền thời gian trên hình 1.4 thực hiện tích chập tuyến tính rời rạc thờigian Trái lại lọc miền tần số theo hình 1.5 tương ứng với tích chập vòng trong miềnthời gian Nếu giả thiết bộ cân bằng miền thời gian có độ dài L, thì L-1 mẫu đầu tiêntại đầu ra của bộ cân bằng miền tần số sẽ không giống như đầu ra tương ứng của bộcân bằng miền thời gian

- Các nhánh của bộ lọc miền tần số W0, W1,…, WN-1 có thể được xác địnhnhư sau: trước hết xác định đáp ứng xung của bộ lọc miền thời gian tương ứng sau

đó chuyển đổi bộ lọc này vào miền tần số bằng DFT Tuy nhiên việc xác định bộlọc miền thời gian có thể khá phức tạp trong trường hợp độ dài L của bộ cân bằnglớn

Một cách để giải quyết vấn đề thứ nhất là thực hiện chồng lấn quá trình xử lýtừng khối của bộ lọc cân bằng miền tần số như minh họa trên hình 1.6, trong đóchồng lấn được thực hiện ít nhất là L-1 mẫu Với chồng lấn này, L-1 mẫu (khôngchính xác) đầu tiên tại đầu ra của bộ cân bằng miền tần số có thể được loại vì cácmẫu tương ứng này (các mẫu đúng) cũng đã được cung cấp tại phần cuối của khốithu được cân bằng trước đó Nhược điểm của kiểu “chồng lấn và loại bỏ” này là chiphí tính toán và vì thế máy thu sẽ phần nào phức tạp hơn

Hình 1.6 Xử lý chồng lấn và loại bỏ

Một cách để giải quyết cả hai vấn đề nói trên là chèn tiền tố chu trình (CP:Cyclic-prefix) tại phía phát (hình 1.7), tương tự như OFDM trong trường hợp truyềndẫn đơn sóng mang có nghĩa là chèn V mẫu của CP vào từng khối tại phía phát.Kích thước khối phát phải bằng kích thước khối N sử dụng cho cân bằng miền tần

số phía thu

Hình 1.7 Chèn CP trong trường hợp truyền dẫn đa sóng mang

Nhược điểm của chèn CP là mất thêm chi phí cho cả công suất và băngthông Một phương pháp để giảm chi phí CP là tăng kích thước N của bộ cân bằngmiền tần số Tuy nhiên để cân bằng theo khối được chính xác, kênh phải hầu nhưkhông thay đổi trong đoạn thời gian tương ứng với kích thước khối xử lý Hạn chếnày đảm bảo giới hạn trên đối với kích thước khối N, trong đó kích thước này phụthuộc vào tốc độ thay đổi kênh

1.5 Truyền dẫn đa sóng mang cho không dây băng rộng

Một cách để tăng tổng băng thông truyền dẫn mà không làm hại tín hiệu dochọn lọc tần số kênh vô tuyến là sử dụng truyền dẫn đa sóng mang Như được mô tảtrên hình 1.8, trong truyền dẫn đa sóng mang, thay vì truyền một tín hiệu băng rộng,nhiều tín hiệu băng hẹp (thường được gọi là các sóng mang con) được ghép kênhtheo tần số và được truyền đồng thời trên cùng một đường truyền vô tuyến đến cùngmột máy thu Bằng cách phát N tín hiệu song song trên cùng một đường truyền vô

tuyến , có thể tăng tốc độ số liệu tổng lên N lần Khi này ảnh hưởng gây hại đối vớitín hiệu do chọn lọc tần số kênh vô tuyến phụ thuộc vào băng thông khá hẹp củatừng sóng mang con Ảnh hưởng này không khác gì ảnh hưởng đối với sơ đồ truyềndẫn băng hẹp có băng thông tương đương với băng thông của từng sóng mang con.

Hình 1.8 Mở rộng đến truyền dẫn băng thông rộng hơn bằng đa sóng mang

Nhược điểm của kiểu phát triển truyền dẫn đa sóng mang trên hình 1.8 là khi

mở rộng một công nghệ truy nhập vô tuyến băng hẹp hiện có vào một băng thôngtruyền dẫn rộng hơn bằng cách truyền dẫn song song N sóng mang băng hẹp là phảighép các băng thông sóng mang con này phân cách nhau để chúng không gây nhiễucho nhau Điều này ảnh hưởng tiêu cực lên hiệu suất sử dụng băng thông

Nhược điểm thứ hai của truyền dẫn đa sóng mang là tương tự như điều chếbậc cao, truyền dẫn song song nhiều sóng mang con sẽ dẫn đến các thay đổi côngsuất tức thời lớn hơn Vì thế truyền dẫn đa sóng mang cũng sẽ dẫn đến ảnh hưởngtiêu cực lên hiệu suất của bộ khuếch đại công suất Một giải pháp cho vấn đề này làgiảm công suất trung bình, nghĩa là giảm dải động tín hiệu đối với một tốc độ sốliệu cho trước Vì thế như việc sử dụng điều chế bậc cao, truyền dẫn đa sóng mangthích hợp hơn đối với đường xuống (truyền dẫn đầu cuối di động) do tầm quan

trọng của việc đảm bảo hiệu suất bộ khuếch đại công suất tại đầu cuối di động caohơn.

Ưu điểm chính của kiểu phát triển đa sóng mang như hình 1.8 là đảm bảo sựphát triển rất từ từ cả về thiết bị lẫn phổ tần của các công nghệ truy nhập vô tuyếnđến băng thông truyền dẫn rộng hơn nhất là đối với đường xuống Điều quan trọng

là có thể thiết kế đa sóng mang theo hướng phát triển lên truyền dẫn băng rộng nóitrên mà vẫn cho phép sử dụng các thiết bị hiện có không có khả năng thu đa sóngmang với điều kiện mỗi sóng mang con đường xuống thể hiện như một sóng mangbăng hẹp, trong khi đó đối với các đầu cuối di động đa sóng mang, mạng có thểcung cấp cho nó toàn bộ băng thông đa sóng mang để truyền tốc độ số liệu cao hơn

Một giải pháp sử dụng truyền đa sóng mang cho phép tiết kiệm băng thông làOFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex: ghép kênh phân chia theo tần sốtrực giao) LTE sử dụng giải pháp này cho đường xuống Nguyên lý tổng quátOFDM trong trường hợp này được minh họa trên hình 1.9

Hình 1.9 Nguyên lý OFDM áp dụng cho đường xuống của LTE

Đối với đường lên để giảm ảnh hưởng của tỷ số công suất đỉnh trên công suấttrung bình (PAPR: Peak to Average Power) lớn ở OFDM, đường lên sử dụng mộtphương án cải tiến của OFDM cho phép truyền tín hiệu giống như đơn sóng mang

với tên gọi DFTS OFDM (OFDM Sread DFT: OFDM trải phổ bằng DFT) hay cònđược gọi là SC-FDMA (Single Carrier – Frequency Division Multiplex Access: đatruy nhập phân chia theo tần số đơn sóng mang) được minh họa trên hình 1.10.

Hình 1.10 Nguyên lý DFTS OFDM hay SC-FDMA

1.6 Kết luận

Chương này đã xét các nguyên nhân hạn chế truyền dẫn băng rộng trong các

hệ thống thông tin vô tuyến và các giải pháp khắc phục Truyền dẫn tốc độ cao(băng rộng) có thể bị hạn chế bởi các yếu tố sau: băng thông hạn chế, tạp âm, nhiễu,méo dạng tín hiệu do ảnh hưởng phađinh chọn lọc tần số của đường truyền

Trong chương tiếp theo, luận văn sẽ trình bày tổng quan về kỹ thuật MIMO,một trong những phát minh lớn trong lĩnh vực vô tuyến, được ứng dụng trong hệthống 3G và các hệ thống thông tin di động tương lai Với MIMO, hiệu năng cảmức hệ thống và mức liên kết được nâng cao lên đáng kể

Chương 2 - KỸ THUẬT ĐA ANTEN

Đa anten là tên chung cho cho tập hợp những kỹ thuật dựa trên việc sử dụng nhiều anten ở phía thu/phía phát, và ít nhiều kết hợp với kỹ thuật xử lý tín hiệu, thường được gọi là MIMO Kỹ thuật đa anten có thể được sử dụng để nâng cao hiệu năng hệ thống, bao gồm làm tăng dung lượng hệ thống (số người dùng trong một ô tăng) và tăng vùng phủ (mở rộng ô) cũng như là làm tăng khả năng cung cấp dịch vụ, ví dụ, tốc độ dữ liệu người dùng cao hơn Chương này sẽ cung cấp cái nhìn tổng quan về một số kỹ thuật đa anten khác nhau

2.1 Mở đầu

2.1.1 Các cấu hình đa anten

Một đặc trưng quan trọng của mọi cấu hình đa anten là khoảng cách giữa cácphần tử anten do quan hệ giữa khoảng cách anten và tương quan tương hỗ giữaphađinh kênh vô tuyến tại các anten khác nhau Các anten được đặt xa nhau để độtương quan fading thấp Ngược lại, các anten được đặt gần nhau để độ tương quanfading cao, bản chất là các anten khác nhau sẽ có fading tức thời tương tự nhau

Khoảng cách anten thực tế cần thiết để đạt được tương quan tương hỗ thấphoặc cao phụ thuộc vào bước sóng hay tần số sóng mang sử dụng Ngoài ra nó cũngphụ thuộc vào kịch bản triển khai Trong trường hợp các anten trạm gốc, môi trường

là các ô vĩ mô (tức là ô lớn và vị trí đặt anten khá cao), khoảng cách giữa các antenthường là vài chục bước sóng để đảm bảo tương quan phađinh tương hỗ thấp.Nhưng đối với đầu cuối di động trong môi trường tương tự, khoảng cách giữa cácanten chỉ cần nửa bước sóng Lý do khác nhau giữa trạm gốc và đầu cuối di độngtrong môi trường các ô vĩ mô là các phản xạ đa đường gây ra phađinh chủ yếu xẩy

ra ở vùng gần đầu cuối di động Vì thế, nhìn từ đầu cuối di động, các đường truyềnkhác nhau thường đến với góc rộng và điều này có nghĩa là tương quan phađinhthấp ngay cả khi khoảng cách giữa các anten nhỏ

Trong kịch bản triển khai khác, như triển khai ô vi mô với các anten trạm gốcthấp hơn mái nhà và triển khai trong nhà, môi trường nhìn từ trạm gốc lúc này rất

giống với môi trường máy đầu cuối, cho nên khoảng cách anten trạm gốc nhỏ hơnvẫn đảm bảo độ tương quan phađinh thấp

Các anten giả thiết ở trên có cùng phân cực Một cách khác để đạt được độtương quan fading thấp là áp dụng phân cực khác nhau đối với anten khác nhau Khi

đó các anten có thể được đặt gần nhau

2.1.2 Lợi ích của kỹ thuật đa anten

Kỹ thuật đa anten mang lại những lợi ích khác nhau phụ thuộc vào nhữngmục đích khác nhau:

Nhiều anten phát/thu có thể được sử dụng để đảm bảo phân tập, chốngphađinh kênh vô tuyến Trong trường hợp này, các kênh truyền do các anten này tạo

ra phải có độ tương quan thấp, hay nói cách khác cần có khoảng cách giữa các anten

đủ lớn (phân tập không gian) hoặc sử dụng các anten có phân cực khác nhau (phântập phân cực)

Nhiều anten phát/thu có thể được sử dụng để ‘tạo’ dạng búp anten tổng hợp(búp phát và búp thu) chẳng hạn để đạt được tăng ích cực đại trong phương đếnmáy phát hoặc máy thu hoặc để triệt các tín hiệu nhiễu chính Quá trình tạo búp này

có thể được thực hiện dựa trên độ tương quan cao hoặc thấp giữa các anten

Sự có mặt đồng thời nhiều anten tại máy phát và thu có thể được sử dụng đểtạo ra nhiều kênh thông tin song song trên giao diện vô tuyến Điều này đảm bảokhả năng sử dụng băng thông cao mà không gây giảm hiệu suất sử dụng công suất.Nói cách khác là cho phép tốc độ truyền dẫn cao mà không gây ảnh hưởng đến phủsóng Giải pháp này được gọi là ghép kênh không gian

2.2 Mô hình MIMO

2.2.1 Mô hình MIMO tổng quát

Hình 2.1 cho thấy mô hình kênh MIMO tổng quát gồm Nt anten phát và Nranten thu:

Hình 2.1 Mô hình kênh MIMO với N t anten phát và N r anten thu

Ma trận kênh H cho mô hình MIMO được biểu diễn như sau:

2.2.2 Mô hình MIMO tối ưu

2.2.2.1 Mô hình kênh SVD MIMO

Xét một hệ thống truyền dẫn vô tuyến bao gồm Nt anten phát và Nr anten thunhư trên hình 2.1 Để tiện phân tích ta viết lại phương trình (2.3):

y H x   (2.3)Trong đó  là vector AWGN phức với i c(0,2) và EH σI I2 Nr

là ma trận kênh NrxNt; khi khoảng cách giữa các anten > / 2 và môi trường nhiềután xạ ta có thể coi H có các hàng và cột độc lập với nhau Khi này phân chia giá trịđơn (SVD: Singular Value Decomposition) cho ta:

H = UDVH (2.4)trong đó U và VH là các ma trận nhất phân kích thước NrxNr và NtxNt, (.)H làchuyển vị Hermitian; đối với ma trận nhất phân ta có: UUH = INr và VVH = INt D là

ma trận NrxNt gồm:

NA = min {Nr, Nt} (2.5)các giá trị đơn không âm được kí hiệu là 1/ 2

det(HHH - •I) = 0 (2.6)hay

det(Q - •I) = 0 (2.7)trong đó Q là ma trận Wirshart được xác định như sau:

,,

H

r t H

Nếu Nt= Nr thì D là một ma trận đường chéo Nếu Nt >Nr thì D gồm một matrận đường chéo Nr x Nr và sau đó là Nt –Nr cột bằng không

Trong trường hợp số anten phát lớn hơn số anten thu, D sẽ được tạo ra từ matrận vuông bậc Nr và tiếp sau là Nt- Nr cột bằng 0 như sau:

1/ 2 0 1/ 2 1

1/ 2 1

N

N N N

Nt anten phát nhưng chỉ có một anten thu (Nr = 1) Khi này ma trận U có kích thước1x1 và chỉ sử dụng được một hàng của ma trận V

Trường hợp thứ hai tương ứng với khi số anten thu nhiều hơn số anten phát(Nt <Nr) Trong trường hợp này vẫn như trước ta có V là ma trận NtxNt và U là matrận NrxNr, nhưng ma trận D là ma trận NtxNr được tạo thành từ ma trận đường chéo

NtxNt theo sau là Nr – Nt hàng bằng không:

Trường hợp đặc biệt khi chỉ có một anten phát và Nr anten thu Thao tác trênđược gọi là phân chia giá trị đơn ma trận H Kết quả phân chia cho ta các đườngchéo khác không với kích thước xác định theo (2.10)

2.2.2.2 Mô hình hệ thống SVD MIMO tối ưu

Giả sử x được nhân trước với ma trận V và y được nhân trước với ma trận

UH ta được các biểu thức sau:

Vì ma trận D là ma trận được chéo hóa, nên ta có thể phân tích quan hệ giữa

z và x vào dạng:

1/2

z • x η (2.12)trong đó i = 0, 1,…, NA-1 với NA xác định theo phương trình (2.5)

Biểu thức (2.11) và (2.12) cho phép ta xây dựng hệ thống SVD MIMO tối ưugồm NA kênh phađinh phẳng song song như trên hình 2.2:

Hình 2.2 Mô hình SVD MIMO tối ưu

a) Máy phát SVD MIMO; b) Máy thu SVD MIMO

Từ hình 2.2, thấy rằng tại máy phát, trước hết luồng ký hiệu số liệu được bộchia luồng không gian chia thành Nt luồng Sau đó, các luồng này được nhân vớicác cột của ma trận V để nhận được các ký hiệu phát vào không gian Tại máy thu, các

ký hiệu thu được nhân với ma trận UH để tách ra các luồng không gian Sau đó các kíhiệu số liệu được kết hợp bởi bộ kết hợp Sau khi phân tích SVD ta sẽ được NA kênhkhông gian song song xác định theo công thức (2.12) được thể hiện trên hình 2.3:

Hình 2.3 Phân chia kênh phađinh phẳng MIMO thành các kênh phađinh phẳng

song song tương đương dựa trên SVD

2.3 SIMO (Single Input Multi Output)

Đa anten thu là dạng đặc biệt của MIMO trong đó chỉ có một anten phát vànhiều anten thu Vì thế đa anten thu còn được gọi là SIMO

2.3.1 Mô hình kênh phân tập anten thu

Trong mô hình kênh fadinh có 1 anten phát và Nr anten thu, ma trận kênhnhư sau:

trong đó k là thời điểm xét; Nr là số anten thu, tạp âm ηm ~ N(0,σI2); σI2 =

N0/2 Ta cần tách sóng xk dựa trên yk,0, yk,1,…, y k N, r1 tín hiệu thu từ Nr anten thu.Nếu các anten thu đủ cách xa nhau, ta có thể coi rằng các độ lợi kênh Rayleigh hmđộc lập với nhau và ta nhận được độ lợi phân tập Nr

Đối với điều chế BPSK, xác suất lỗi được tính như sau:

) γ h Q( 2 (2.15)Trong đó γ = 2Eb/N0 trong điều kiện kênh fadinh Rayleigh với độ lợi hm cóphân bố đồng nhất độc lập: N(0,σI2)

Thành phần thứ nhất tương ứng với độ lợi dàn; việc sử dụng nhiều anten vàkết hợp nhất quán dẫn đến tổng công suất thu hiệu dung tăng tuyến tính với Nr; tănggấp đôi Nr sẽ cho độ lợi công suất 3dB Thành phần thứ hai thể hiện độ lợi phân tập:

việc lấy trung bình trên tất cả các đường truyền độc lập dẫn đến xác suất trong đótổng độ lợi thu nhỏ sẽ giảm Lưu ý rằng nếu chỉ có độ lợi công suất mà không có độlợi phân tập khi tăng Nr Mặt khác ngay cả khi tất cả hm đều độc lập với nhau thìthành phần thứ hai:

Xác suất SNR trên mỗi nhánh nhỏ hơn hoặc bằng một giá trị γ gcho trướcnhư sau:

0 /γ g γ g

m γ ) 1 e

P(γ     (2.19)Xác suất tất cả SNR trong tất cả các nhánh cùng nhỏ hơn γ gnhư sau:

r N 0 /γ g γ g

r N 2 1 g

 (2.21)Lấy vi phân ta có thể tìm được mật độ xác suất, lấy tích phân mật độ xácsuất ta sẽ tính được SNR trung bình γNrnhư sau:

trong đó x là tín hiệu phát, vecto H bao gồm Nr độlợi kênh phức và vecto 

bao gồm tạp âm trắng tại Nr nhánh thu từ các anten khác nhau

Hình 2.5 Kết hợp anten thu tuyến tính

Dễ thấy để đạt được tỉ số tín hiệu trên tạp âm cực đại sau kết hợp tuyến tính,cần chọn vecto trọng số w như sau:

w=H (2.25)Kết hợp này còn được gọi là kết hợp tỷ lệ cực đại Các trọng số MRC thựchiện hai mục đích:

- Quay pha tín hiệu thu tại các anten khác nhau để bù pha đáp ứng kênh vàđảm bảo tín hiệu được sắp xếp pha trước khi kết hợp với nhau

- Cân bằng tín hiệu tỷ lệ với độ lợi đáp ứng kênh, áp dụng trọng số cao hơncho tín hiệu thu mạnh hơn

2.3.4 Kết hợp loại bỏ nhiễu IRC

MRC là một chiến lược kết hợp anten thích hợp khi tín hiệu thu chủ yếu bịảnh hưởng bởi tạp âm Tuy nhiên, trong nhiều trường hợp, tín hiệu thu bị ảnh hưởngchính của nhiễu từ nhiều anten phát trong hệ thống hơn là tạp âm Trong hoàn cảnh

số lượng tín hiệu nhiễu khá lớn xấp xỉ cường độ tín hiệu, MRC vẫn là một lựa chọntốt Lúc này, nhiễu tổng sẽ xuất hiện tương đối giống tạp âm, không có hướng đến

cụ thể Tuy nhiên, trong những hoàn cảnh chỉ có một nguồn nhiễu trội (tổng quátlên, số lượng nguồn nhiễu trội có giới hạn), như được minh họa trong hình 2.6, hiệunăng sẽ được cải thiện nếu thay vì lựa chọn trọng số anten để tối đa hóa tỷ số tín

hiệu/ tạp âm sau khi kết hợp, thì các trọng số sẽ được lựa chọn để triệt nhiễu Vềmặt tạo búp sóng thu, điều này tương ứng với việc làm yếu đi búp sóng phía nhiễu

và tập trung búp sóng theo hướng tín hiệu Áp dụng việc kết hợp anten với mục tiêu

là triệt nhiễu được gọi là kết hợp loại bỏ nhiễu IRC

Hình 2.6 Kịch bản đường xuống với một nguồn nhiễu trội

Trong trường hợp chỉ có một nguồn nhiễu vượt trội như trên hình 2.6, ta cóthể biểu diễn công thức (2.24) như sau:

Wđược chọn sao cho:

H 1

W H 0 (2.27)Trong đó (.)H là chuyển vị Hermitian

Tổng quát, sẽ có Nr-1 giải pháp không tầm thường để biểu thị sự linh hoạtkhi lựa chọn vector trọng số Sự linh hoạt này có thể được sử dụng để triệt nhiễutrội Đặc biệt hơn, trong trường hợp tổng quát với Nr anten thu sẽ có khả năng (ítnhất là về mặt lý thuyết) triệt tiêu hoàn toàn Nr-1 nguồn nhiễu Tuy nhiên với mộtlựa chọn trọng số anten nào đó mà có thể triệt hoàn toàn một số nguồn nhiễu trội thì

có thể làm tăng tạp âm sau khi kết hợp anten

Vì vậy, cũng giống như cân bằng tuyến tính, phương pháp tốt hơn là chọnvecto trọng số W để đạt được sai số trung bình bình phương cực tiểu:

2

E x x

   (2.28)Phương pháp này được gọi là kết hợp sai số bình phương trung bình cực tiểuMMSE

Tuy hình 2.6 minh họa kịch bản đường xuống với trạm gốc gây nhiễu, IRCcũng có thể được áp dụng cho đường lên để triệt nhiêu từ máy di động.Với trườnghợp này, máy di động gây nhiễu có thể ở cùng ô (nhiễu trong ô) hoặc ở ô bên cạnh(nhiễu ngoài ô) Triệt nhiễu nội ô liên quan tới trường hợp đường lên không trựcgiao, đó là khi nhiều máy di động phát đồng thời sử dụng cùng tài nguyên thời gian-tần số Triệt nhiễu trong ô đường lên bằng IRC thông thường được gọi là đa truynhập phân chia theo không gian (SDMA: Space Division Multiple Access)

Hình 2.7 Kịch bản máy thu bị một máy đầu cuối di động gây nhiễu mạnh

a) Nhiễu nội ô, b) Nhiễu giữa các ô

2.4 MISO (Multi Input Single Output)

Một giải pháp khác hoặc để bổ sung cho nhiều anten thu, phân tập và tạo búpcũng có thể đạt được bằng cách áp dụng nhiều anten tại phía phát Sử dụng nhiềuanten phát thường được quan tâm cho đường xuống, nghĩa là tại trạm gốc vì khi này

có nhiều không gian hơn để lắp đặt kết cấu anten Trong trường hợp này việc sửdụng nhiều không gian phát đảm bảo khả năng phân tập và tạo búp không cần cácanten thu bổ sung vào chuỗi máy thu tương ứng tại đầu cuối di động Mặt khác, dophức tạp nên việc sử dụng nhiều anten phát cho đường lên (tại máy đầu cuối di