Giới thiệu
Khái quát hệ thống truyền hình vệ tinh, máy thu vệ tinh
1.1.1 H ệ th ố ng truy ề n hình v ệ tinh
Thông tin vệ tinh hiện nay là một phương tiện truyền thông phong phú và đa dạng, bao gồm các hệ thống thông tin vệ tinh toàn cầu kết nối dữ liệu và lưu lượng thoại lớn, cũng như các vệ tinh quảng bá chương trình truyền hình.
Trước kia, khán giả phải chờ đợi hàng tuần để xem các sự kiện lớn qua băng hình chuyển bằng đường hàng không Giờ đây, nhờ vào truyền hình vệ tinh, chúng ta có thể theo dõi trực tiếp các sự kiện toàn cầu với chất lượng hình ảnh sắc nét ngay khi chúng đang diễn ra.
Truyền hình vệ tinh là một hệ thống truyền tải chương trình truyền hình qua vệ tinh, cung cấp dịch vụ cho người xem toàn cầu Tín hiệu trong hệ thống này thường được nén kỹ thuật số, cho phép nhiều chương trình được phát từ một bộ phát đáp duy nhất trên vệ tinh.
Về mặt kĩ thuật, một hệ thống truyền hình vệ tinh quảng bá trực tiếp (DBS: Direct
Broadcast Satellite) có 3 thành phần chính:
- Trạm phát tín hiệu vệ tinh/đường lên
- Vệ tinh chuyển tiếp trên quỹ đạo địa tĩnh GEO (Geostatinary Earth Orbit)
- Thiết bị thu truyền hình vệ tinh tại nhà khách hàng
Trạm phát tín hiệu vệ tinh là nguồn gốc của dịch vụ DBS, nơi các kênh cơ bản được truyền từ mặt đất đến thiết bị liên kết vệ tinh qua kết nối cáp Các tín hiệu này cũng có thể cung cấp nội dung cho các nhà cung cấp dịch vụ truyền hình khác như truyền hình vệ tinh hoặc truyền hình cáp Nhiều nhà cung cấp dịch vụ DBS hiện nay sử dụng anten có đường kính từ 9m đến 12m, giúp tập trung năng lượng và tăng cường cường độ tín hiệu cho các vệ tinh Tần số liên kết với vệ tinh nằm trong một dải tần số phù hợp với bộ phát đáp vệ tinh, như được thể hiện trong hình 1.1 về quá trình truyền dẫn tín hiệu trong hệ thống DBS.
Hình 1.1: Truyền dẫn tín hiệu trong hệ thống DBS
Nhìn chung, nội dung thông tin nhận bởi thiết bị đường lên không bị thay đổi
Thiết bị đường lên không thiếu một số chức năng quan trọng như điều chỉnh và tái đồng bộ tín hiệu đến, kiểm soát chất lượng và phát lại nội dung đã ghi Nội dung chương trình được sao chép từ các băng chủ và lưu trữ trên máy chủ video phát sóng qua kênh vệ tinh theo lịch trình/hướng dẫn chương trình điện tử (EPG) Truy cập có điều kiện là yếu tố quan trọng trong mô hình kinh doanh dịch vụ DBS, buộc các nhà cung cấp dịch vụ phải tìm cách khuyến khích khách hàng sử dụng và trả tiền cho dịch vụ.
Thiết bị phát sóng không chỉ đảm nhiệm vai trò truyền tải tín hiệu mà còn thực hiện các chức năng xử lý quan trọng như nén nội dung video và audio Việc nén nội dung chương trình thường được thực hiện để giảm dung lượng, giúp tối ưu hóa quá trình phát sóng và nâng cao chất lượng trải nghiệm người dùng.
Tốc độ truyền dữ liệu được điều chỉnh xuống khoảng 1 đến 10 Mb/s, giúp tối ưu hóa số lượng kênh trên băng thông nhất định MPEG là chuẩn mã hóa phổ biến nhất, trong khi khóa dịch pha cầu phương (QPSK) là sơ đồ điều chế được ưa chuộng trong dịch vụ DBS.
Các vệ tinh quảng bá GEO thực hiện việc truyền tín hiệu từ đường lên DBS thông qua bộ phát đáp RF, một thành phần quan trọng của bộ chuyển tiếp dịch tần số trên vệ tinh.
Hầu hết vệ tinh viễn thông hoạt động như các trạm chuyển tiếp vô tuyến, trang bị nhiều bộ phát đáp Mỗi bộ phát đáp này có băng thông lên đến vài chục MHz, cho phép truyền tải dữ liệu hiệu quả.
Bộ phát đáp thường được coi là bộ chuyển tiếp vô tuyến, vì nó khuếch đại tín hiệu đường lên và chuyển đổi sang tần số khác để tránh nhiễu loạn với tín hiệu đường lên trước khi gửi lại xuống.
Hình 1.2: Một vệ tinh GEO điển hình được triển khai cho các dịch vụ DBS
Các vệ tinh GEO cho dịch vụ DBS tương tự như vệ tinh truyền thông truyền thống, với sự gia tăng đáng kể về kích thước và trọng lượng từ giữa những năm 1990 Sự phát triển này mang lại nhiều lợi ích cho dịch vụ DBS, bao gồm khả năng tạo ra công suất DC lớn hơn nhờ vào các tấm panel pin mặt trời lớn và khả năng định hướng chùm sóng đường xuống tốt hơn với các anten lớn hơn.
Hình 1.3: Cấu trúc bộ chuyển tiếp sóng mang RF trên vệ tinh GEO
Vệ tinh DBS, như hình 1.3, bao gồm các bộ chuyển tiếp dịch tần số, với máy thu băng thông rộng nhận tín hiệu đường lên và chuyển đổi thành tần số đường xuống thông qua bộ khuếch đại tạp âm nhỏ và đổi tần (LNB) Tiếp theo là các bộ phát đáp, mỗi phát đáp được trang bị bộ khuếch đại tự động điều chỉnh độ lợi (AGC).
Automatic Gain Control) và một bộ khuếch đại đèn sóng chạy (TWT: Travelling Wave
Tube) công suất cao Mỗi bộ khuếch đại TWT thường có mức công suất tối đa 240W
Thiết bị thu truyền hình vệ tinh tại nhà bao gồm anten thu hình parabol và loa thu, giúp thu và giải mã tín hiệu DBS Anten phản xạ tín hiệu vệ tinh tới loa thu, trong khi loa thu được đặt tại tiêu điểm của anten và kết nối với ống dẫn sóng Tín hiệu sau đó được chuyển tới bộ khuếch đại tạp âm nhỏ và đổi tần (LNB), nơi tín hiệu được chuyển đổi xuống băng tần IF, từ 950 đến 1450 MHz.
Hình 1.4: Một anten thu điển hình và bộ thu giải mã tích hợp (IRD: Integrated Receiver
Decoder) tại nhà khách hàng
LNB nhận điện áp DC qua cáp đồng trục, cung cấp tín hiệu trung tần cho bộ thu giải mã tích hợp (IRD) Bộ IRD thực hiện giải điều chế QPSK, tái tạo tín hiệu truyền hình, chọn kênh IF, giải mã FEC, phân kênh dòng, giải mã để truy cập có điều kiện và giải mã MPEG.
Theo quy định, truyền hình quảng bá trực tiếp đến các thiết bị thu TV gia đình sử dụng băng tần Ku (12 GHz) và được gọi là dịch vụ vệ tinh quảng bá trực tiếp DBS Băng tần này có thể thay đổi tùy thuộc vào vùng địa lý.
1.1.2 Máy thu truy ề n hình v ệ tinh
Đối tượng và mục đích đề tài
Việc tạo sóng mang cho máy thu vệ tinh, đặc biệt là máy thu truyền hình quảng bá, là yếu tố quan trọng quyết định chất lượng của thiết bị này.
Các bộ dao động ở dải tần số siêu cao (băng Ku) thường gặp khó khăn về độ ổn định tần số và ghép nối tín hiệu, cũng như việc điều chỉnh tần số chính xác để tạo sóng mang Vì vậy, nghiên cứu và phát triển bộ dao động cho máy thu truyền hình dân sinh là rất cần thiết.
Luận văn này tập trung vào việc nghiên cứu và đề xuất một bộ dao động khả chỉnh, yêu cầu một bộ dao động cầu phương để điều chỉnh sự biến đổi trực tiếp Bộ dao động này được khóa vào một tinh thể thạch anh bên ngoài thông qua vòng khóa pha (PLL) Bài viết trình bày sơ đồ, các thông số của bộ dao động đề xuất và tính toán điện dung của varacap tương ứng với từng kênh dải tần băng Ku của Vinasat-1.
Cấu trúc luận văn
Luận văn được tổ chức như sau:
Chương 2 giới thiệu một số mô hình bộ dao động nội trong máy thu truyền hình vệ tinh
Bộ dao động cầu phương dùng cho máy thu truyền hình vệ tinh qua VINASAT-1 được trình bày trong chương 3
Phần kết luận tóm tắt các kết quả đạt được của luận văn và trình bày hướng nghiên cứu tiếp theo.
Một số mô hình bộ dao động nội trong máy thu truyền hình vệ tinh
Bộ dao động nội trong máy thu truyền hình vệ tinh
2.1.1 Các v ấn đề chung v ề t ạo dao độ ng
Các mạch dao động trong hệ thống thông tin hoạt động ở dải tần lên tới hàng chục GHz Để tạo dao động, có thể sử dụng các phần tử tích cực như transistor, bộ khuếch đại thuật toán và diode tunel Khi yêu cầu tần số thấp và trung bình, bộ dao động thường sử dụng bộ khuếch đại thuật toán, trong khi với tần số cao, transistor, đặc biệt là transistor trường như JFET và MOSFET, được ưa chuộng.
Có thể tạo dao động điều hòa bằng mạch khuếch đại có hồi tiếp dương hoặc bằng mạch tích hợp
Xét mạch khuếch đại có hồi tiếp dương (hình 2.1):
Hình 2.1: Sơ đồ tổng quát của mạch dao động
Giả sử, khối khuếch đại (A) có hệ số khuếch đại:K K e j k và khối hồi tiếp (B) có hệ số truyền đạt: K ht K e j ht khi đó:
Khi K K ht 1 biên độ dao động tăng; khi K K ht 1 biên độ dao động ổn định,
X = X có nghĩa là chúng ta có thể kết nối điểm a và a', trong đó tín hiệu từ mạch hồi tiếp được đưa trở lại đầu vào, mặc dù mạch điện không có tín hiệu vào nhưng vẫn có tín hiệu ra.
Vậy điều kiện để mạch dao động ổn định là:
K: Hệ số khuếch đại biên độ
Kht: Hệ số hồi tiếp biên độ
k : Góc dịch pha của bộ khuếch đại
ht : Góc dịch pha của mạch hồi tiếp
: Tổng dịch pha của bộ khuếch đại và của mạch hồi tiếp, biểu thị sự dịch pha giữa X r ’ và Xv
Điều kiện cân bằng biên độ cho biết rằng mạch chỉ có thể tạo ra dao động ổn định khi hệ số khuếch đại của bộ khuếch đại bù hoàn toàn bù đắp cho tổn hao do mạch hồi tiếp gây ra.
Biểu thức (2): Điều kiện cân bằng pha, cho thấy dao động chỉ có thể phát sinh khi tín hiệu hồi tiếp về đồng pha với tín hiệu vào
Hệ tự dao động đạt trạng thái ổn định khi phần tử khuếch đại K bù đủ năng lượng tổn hao trong vòng hồi tiếp, đảm bảo điều kiện cân bằng biên độ và pha Nếu điều kiện cân bằng pha chỉ đúng tại một tần số f0, thì dao động phát sinh sẽ là dao động hình sin với tần số f0.
Quá trình tạo dao động hình sin gồm ba giai đoạn như sau:
Khi nguồn một chiều được đóng cho mạch khuếch đại, đầu vào sẽ xuất hiện nhiều thành phần hài do biến động của nguồn Những thành phần này sẽ được khuếch đại và thông qua mạch hồi tiếp dương quay trở lại đầu vào, mặc dù lúc này biên độ của chúng rất nhỏ.
Trong giai đoạn tự kích, các thành phần tần số đạt điều kiện cân bằng pha sẽ tăng dần biên độ, dẫn đến sự phát sinh dao động.
Giai đoạn thứ hai là giai đoạn thiết lập dao động : biên độ của dao động tăng dần
Trong giai đoạn này biên độ và tần số của dao động dần tiến về giá trị ổn định Đây là quá trình quá độ diễn ra trong mạch
Giai đoạn thứ ba là giai đoạn xác lập dao động , biên độ và tần số của dao động có giá trị ổn định
* Đặc điểm của mạch dao động
- Mạch dao động cũng là một mạch khuếch đại có hồi tiếp dương Năng lượng tự dao động lấy từ nguồn cung cấp một chiều
- Mạch phải thỏa mãn điều kiện cân bằng biên độ và pha
- Mạch phải chứa ít nhất một phần tử tích cực làm nhiệm vụ biến đổi năng lượng một chiều thành xoay chiều
- Mạch phải chứa một phần tử phi tuyến hay một khâu điều chỉnh để đảm bảo cho biên độ dao động không đổi ở trạng thái xác lập
2.1.2 B ộ dao độ ng trong máy thu truy ề n hình
Bộ dao động là thành phần thiết yếu trong máy phát và máy thu thông tin, có chức năng cung cấp sóng mang cho quá trình xử lý Bộ dao động tần số cố định thường được sử dụng làm chuẩn gốc, trong khi bộ dao động khả chỉnh đóng vai trò quan trọng trong bộ tổng hợp tần số để điều khiển bộ trộn.
Bộ dao động được phân loại thành hai dạng chính: dạng sin và không sin, cũng như khả chỉnh và không khả chỉnh Các bộ dao động dạng sin thường ứng dụng mạch lọc tần RC, LC và tinh thể, trong khi bộ dao động không phải dạng sin sử dụng hồi tiếp phi tuyến như bộ dao động tích thoát và bộ dao động vòng Đối với bộ dao động khả chỉnh, chúng chủ yếu dựa vào mạch cộng hưởng kết hợp với các điốt điện dung điều khiển điện áp.
Có hai loại bộ dao động chính: bộ dao động RC và bộ dao động LC Bộ dao động RC, thường được sử dụng trong các mạch vòng, có tần số thấp và độ ổn định kém Do đó, bộ dao động này không được đề cập trong luận văn Ngược lại, bộ dao động LC, trong đó các tinh thể thực tế được coi là bộ cộng hưởng LC, thường được ưu tiên hơn trong nghiên cứu.
Mạch cộng hưởng LC làm việc theo nguyên lý được minh họa trong hình 2.2 sin( )
Hình 2.2: Mạch cộng hưởng LC cơ bản với các dạng sóng cho dòng điện ban đầu xác định
Khi mạch được cung cấp điện áp hoặc dòng điện, tụ điện sẽ tích điện cho đến khi đạt mức tối đa và sau đó phóng điện qua cuộn cảm L Trong giai đoạn đầu, dòng điện tăng lên gây ra hiện tượng tự cảm với điện áp eL.
Suất điện động tự cảm làm chậm quá trình phóng điện của tụ điện, và khi tụ điện hết điện tích, dòng tự cảm sẽ nạp điện cho tụ điện theo chiều ngược lại Hiện tượng này lặp đi lặp lại, tạo ra dao động điện từ trong mạch Tại tần số cộng hưởng ω₀ = 1/√(LC), trở kháng của mạch LC song song trở thành vô hạn, trong khi trở kháng của mạch nối tiếp bằng 0, cho phép năng lượng được dự trữ trong mạch chuyển từ năng lượng thế trong tụ điện.
2Cu ) thành năng lượng dòng trong cuộn dây (1 2
Mạch điện có thể hoạt động ở tần số chính xác bằng cách điều chỉnh giá trị các thành phần của mạch cộng hưởng, với điện áp và dòng điện có dạng hình sin vuông pha Tỉ số biên độ giữa điện áp và dòng điện được xác định bởi công thức V0/I0 = LC.
Các tham số đặc trưng
2.2.1 Ổn định biên độ dao độ ng và t ầ n s ố dao độ ng
2.2.1.1 Ổn định biên độ dao độ ng
Khi mạch được đóng lại, nếu điều kiện cân bằng pha đạt được tại một tần số nào đó và KKht>1, mạch sẽ phát sinh dao động ở tần số đó, được gọi là trạng thái quá độ Trong trạng thái xác lập, biên độ dao động sẽ ổn định với KKht = 1 Để duy trì biên độ trong trạng thái xác lập, cần thực hiện một số biện pháp thích hợp.
- Hạn chế biên độ điện áp ra bằng cách chọn trị số điện áp nguồn cung cấp một chiều thích hợp
Dịch chuyển điểm làm việc trên đặc tuyến phi tuyến của phần tử tích cực có thể đạt được bằng cách thay đổi điện áp phân cực tại cực điều khiển của phần tử khuếch đại.
- Dùng mạch hồi tiếp phi tuyến hoặc dùng phần tử hiệu chỉnh Ví dụ điện trở nhiệt, điện trở thông của diode
Tùy vào mạch điện cụ thể có thể áp dụng một trong biện pháp trên
2.2.1.2 Ổn đị nh t ầ n s ố dao độ ng
Vấn đề ổn định tần số dao động liên quan chặt chẽ đến điều kiện cân bằng pha
Khi có sự thay đổi giữa điện áp hồi tiếp và điện áp ban đầu, tần số dao động sẽ bị ảnh hưởng Để đạt được điều kiện cân bằng pha, cần thỏa mãn phương trình: k ht 2n.
Giả sử k phụ thuộc vào tham số m của mạch khuếch đại và ht phụ thuộc tham số n của mạch hồi tiếp, đồng thời k , ht phụ thuộc tần số
Từ đó ta có: k ( , ) m ht ( , ) n 0
Vi phân toàn phần và biến đổi biểu thức trên ta nhận được biểu thức:
Từ biểu thức (2.2) ta suy ra các biện pháp nâng cao độ ổn định tần số:
1 Thực hiện các biện pháp nhằm giảm sự thay đổi tham số của mạch hồi tiếp (dn) và mạch khuếch đại (dm)
- Dùng các phần tử có hệ số nhiệt nhỏ
- Giảm ảnh hưởng của tải đến mạch dao động bằng cách mắc thêm tầng đệm ở đầu ra của tầng dao động
- Dùng các linh kiện có sai số nhỏ
2 Dùng các biện pháp nhằm giảm tốc độ thay đổi góc pha theo tham số của mạch, nghĩa là giảm k m
bằng cách chọn mạch dao động thích hợp
3 Thực hiện các biện pháp làm tăng tốc độ thay đổi góc pha theo tần số, tức là tăng k , ht
xung quanh tần số dao động bằng cách sử dụng các phần tử có phẩm chất cao, ví dụ thạch anh
2.2.2 Tiêu hao trong khung c ộng hưở ng và s ự bi ến đổ i tr ở kháng
Trong thực tế, không tồn tại các thành phần kháng lý tưởng, mà luôn có sự hao phí, thường được biểu hiện như một điện trở nối tiếp Điện trở này tạo ra trở kháng, do đó tổng trở kháng được diễn đạt bằng công thức Zt(ω) = R(ω) + jX(ω) Độ phẩm chất Q phụ thuộc vào tần số và được tính theo công thức Q(ω) = X(ω) / R(ω).
Tất cả các hao phí có thể được hợp nhất thành một điện trở duy nhất Qua phép biến đổi trở kháng, khi xem xét các tín hiệu băng hẹp, điện trở nối tiếp Rs của các thành phần kháng chất lượng cao có thể chuyển đổi thành các điện trở song song Rp, như minh họa trong hình 2.3 Trong cả hai trường hợp, các yếu tố điện cảm và điện dung cũng được xem xét.
Các điện trở song song có thể được kết nối để tạo thành một điện trở tổng tương đương RT Việc biến đổi trở kháng là cần thiết để đơn giản hóa phân tích các bộ dao động có độ phẩm chất cao và nhiễu thấp ở tần số GHz.
Biến đổi điện trở từ nối tiếp sang song song cho phép tổng điện trở được bù trừ bởi một "điện trở âm", giúp duy trì dao động ở tần số mong muốn Sử dụng điện trở song song lớn yêu cầu bù trừ ít hơn, dẫn đến dòng điện được đưa vào ít hơn và do đó mang lại hiệu quả cao hơn Điều này có nghĩa là điện trở song song càng lớn thì độ phẩm chất của khung cộng hưởng càng cao, và độ phẩm chất này được xác định bằng các yếu tố cụ thể.
2.2.3 S ự kh ởi độ ng Điều quan trọng là bộ dao động phải hoạt động và nếu nó hoạt động ta sẽ biết được giới hạn của nó Với mục đích này, ta tách bộ dao động thành phần tích cực và phần thụ động (hình 2.4) a Mạch nối tiếp b Mạch song song Hình 2.4: Tách bộ dao động để xác định tỉ lệ khởi động Để thuận lợi trong phân tích, điện cảm được lựa chọn thuộc phần thụ động, điện dung được đưa sang phần tích cực Tỉ lệ khởi động tương ứng đối với mạch nối tiếp và mạch song song được cho bên dưới
Tỉ lệ khởi động (nối tiếp) as
Tỉ lệ khởi động (song song) p sive as (2.6) active m R R
Thông thường tỉ lệ khởi động lớn hơn 1, nhưng trong những bộ dao động mới thường tỉ lệ khởi động lớn hơn 2
Cả điện trở tương đương RT trong mạch điện song song và khối phần tử tích cực đều tạo ra nhiễu Khối phần tử tích cực thường bù đắp tổn hao do điện trở lối ra R ds gây ra, như được minh họa trong hình 2.5.
Hình 2.5: Các phần tử là nguồn nhiễu trong bộ dao động LC
Các điện trở và khối phần tử tích cực sinh ra nhiễu nhiệt, thường là nhiễu trắng với mật độ dòng nhiễu tương ứng là i R 2 4 k T B f
R Δ và i ds 2 = 4, thường được giả định là 2/3 trong các quá trình khác nhau Các thiết bị CMOS nhỏ tạo ra lượng nhiễu 1/f đáng kể Hàm truyền dòng nhiễu của bộ dao động LC bao gồm nhiễu 1/f 2 trong các dải biên, trong khi các bộ đệm lối ra phát sinh một tầng nhiễu trắng phẳng Điều này dẫn đến sự gia tăng của ba vùng nhiễu pha: 1/f 3, 1/f 2 và các vùng phẳng.
Trong phổ tần gần tần số dao động, được xác định sau độ dốc, có thể thấy sự đối xứng quanh tần số dao động đối với các phân nhánh nhỏ, như minh họa trong hình 2.6 trong trạng thái không có nhiễu biên độ Điều này cho thấy nhiễu pha đúng bằng nhau sẽ gây ra cả biến đổi tần số âm và dương.
Hình 2.6: Phác họa lý tưởng hóa của các vùng nhiễu pha thường có trong hầu hết các bộ dao động tích hợp, loại trừ nhiễu biên độ [12]
Mối quan hệ giữa phổ mật độ công suất của bộ dao động (PSD: Power Spectral
Density) và phổ nhiễu pha dải đơn biên (SSB: Single-Sideband) được cho như sau [8]:
Tần số dao động được ký hiệu là fc và đo bằng Hz Mật độ phổ công suất của bộ dao động, ký hiệu là SX(fc + f), được tính theo đơn vị W/Hz và tập trung xung quanh tần số dao động, trong khi bỏ qua nhiễu biên độ Công suất toàn phần trong phổ được ký hiệu là Ps Trong tài liệu [8], có đề xuất về cách tính toán công suất này.
Công thức này giúp chuyển đổi dễ dàng công suất đo được từ một bộ phân tích phổ hoặc thiết bị tương tự thành nhiễu pha dải đơn biên.
Việc tính toán chính xác phổ nhiễu pha dải đơn biên là một thách thức lớn, vì vậy luận văn này áp dụng phép xấp xỉ bậc một Mặc dù các phương pháp gần đây đã được phát triển để tối đa hóa ứng dụng trực quan, nhưng chúng vẫn gặp khó khăn, đặc biệt là với các nguồn nhiễu màu như nhiễu 1/f từ MOSFET Điều này khiến cho việc xác định cấu trúc mạch với hai thành phần cơ bản: khối phần tử tích cực và nguồn nhiễu màu trở nên khó khăn.
Hệ số phẩm chất FoM (Figure of Merit) là một chỉ số quan trọng trong các tài liệu kỹ thuật, được đo bằng đơn vị dB, với giá trị càng lớn càng tốt FoM được tính toán dựa trên công thức liên quan đến tần số góc dao động (ωo), độ dịch tần số (Δω) trong vùng nhiễu pha 1/f², và tổng công suất tiêu hao (Pdiss).
Mô hình dao động riêng
2.3.1 B ộ dao độ ng c ặ p ghép chéo và b ộ dao độ ng Colpitts
Có hai phương pháp chính để bù hao phí trong hộp cộng hưởng Phương pháp đầu tiên là thực hiện việc ghép chéo các cực cổng và cực máng của hai transistor khác nhau với hộp cộng hưởng.
Phương pháp này tương tự như các đặc tính tạm thời của điện trở âm lý tưởng Một cách khác để bù đắp những hao phí này là cung cấp định kỳ một lượng điện tích vào khung cộng hưởng Cấu trúc liên kết của bộ dao động này có sự tương đồng đáng kể với bộ dao động.
Colpitts Cả bộ dao động cặp ghép chéo (XCP) lẫn bộ dao động Colpitts vi sai được minh họa trong hình 2.7
Hình 2.7: Sơ đồ của bộ dao động cặp ghép chéo (a) và bộ dao động Colpitts (b)
Nhiều nghiên cứu đã phân tích cấu trúc liên kết của bộ dao động, và các giải pháp dạng đóng cho hệ thống xử lý CMOS của cả hai bộ dao động đã được thể hiện qua công thức (2.10) và (2.11).
Trong nghiên cứu này, L x p air () và L colpitts () đại diện cho mật độ nhiễu pha trong vùng 1/f², chủ yếu do nhiễu nhiệt, tại độ lệch tần số góc cho bộ dao động cặp ghép chéo và bộ dao động Colpitts Hằng số Boltzmann k B, nhiệt độ tuyệt đối T, và số lượng N = 2 cho bộ dao động vi sai cũng được xem xét Biên độ dao động Atank và điện dung C của khung cộng hưởng là những yếu tố quan trọng trong phân tích này.
RT là điện trở tương đương của mạch song song, trong khi IB đại diện cho dòng điện cuối của bộ dao động sử dụng nguồn dòng cuối Ngoài ra, là một nửa góc dẫn của transistor trong mạch Colpitts.
Giá trị thường khá nhỏ, thành phần nhiễu của MOSFET được mô tả ở trên, tỉ số bộ chia điện dung là n, và độ dẫn nạp của nguồn phân cực nhiễu được ký hiệu là g mT.
Giá trị tối ưu của n trong các MOST kênh dài có thể xấp xỉ 0.3 khi không có nguồn phân cực nhiễu Kết quả này đã được xác định thông qua mô phỏng và cũng áp dụng cho thiết bị kênh ngắn trong các bộ dao động Colpitts vi sai đơn.
Bộ dao động Colpitts có khả năng chống lại dao động lớn hơn trước khi các oxit cực cửa bị phá vỡ, khi mà các transistor không được nối với đất Các liên kết cầu phương trong hai bộ dao động không nhất thiết phải giống nhau, và bộ đệm có thể ảnh hưởng khác nhau đến các dạng sóng Nhiễu nhiệt của bộ dao động cặp ghép chéo đã được mô phỏng mà không có nguồn dòng cuối nhiễu, điều này không có lợi trong quá trình này do trở kháng lối ra thấp Kết quả mô phỏng phù hợp với 1dB của công thức cho độ dài kênh danh định tối ưu 120nm (Atank = 1V, C = 175fF, Q = 25, hiệu suất -100dBc/Hz ở 100kHz), cho thấy cấu trúc liên kết Colpitts có hiệu suất kém hơn một chút ở cùng một điện áp cung cấp.
Một chi tiết đáng chú ý đó là độ phẩm chất của bộ dao động cặp ghép chéo tối ưu đối với điện áp cung cấp khoảng 0.8V
Sử dụng quy trình CMOS với chiều dài cực cửa tối thiểu nhỏ hơn mang lại lợi thế về khả năng chế tạo gm tương tự ở điện dung lối vào thấp hơn, từ đó mở rộng phạm vi điều chỉnh của bộ dao động Mặc dù rds kí sinh có ưu thế thấp hơn cho các thiết bị kênh ngắn, nhưng điều này có thể gây hại cho cấu trúc liên kết cặp ghép chéo Trong khi đó, bộ dao động Colpitts lại có lợi thế với nửa góc dẫn nhỏ.
(xuất hiện trong (2.11), nhưng không có trong (2.10)) do f T của những thiết bị như vậy cao
2.3.2 B ộ dao độ ng t ụ điệ n n ố i chéo
Trong bộ dao động tụ điện nối chéo (Crossed-Capacitor CCO), điện trở âm được hình thành từ bộ đệm nguồn chung vi sai, với lối vào nối chéo điện dung với lối ra Mô hình tín hiệu nhỏ cho thấy tổng điện trở lối ra, bao gồm điện trở cực máng rd và điện trở kênh kí sinh rds của transistor Các điện trở này tách biệt khỏi khung cộng hưởng, và điện trở song song tương đương được biểu diễn như một sự biến đổi trở kháng từ mạng nối tiếp của hai điện trở và hai tụ điện chéo Việc tách riêng các điện trở kí sinh giúp giải thích hiệu suất nhiễu pha vượt trội của cấu trúc này.
Bộ dao động tụ điện nối chéo được mô tả qua sơ đồ và mạch tương đương trong Hình 2.8 Để đơn giản hóa quá trình phân tích, chúng ta sẽ loại bỏ điện trở ra và thay L bằng L1.
V , các dòng điện ở nút lối ra âm được liên hệ như sau:
(2.12) 1 m L out c out g out in in in m L out c out g out m c g n out
Như vậy kết quả này vẫn chưa hữu ích, nhưng có thể được sử dụng để tìm ra trở kháng vào của cấu trúc này:
1 in g out c out in c g c g out in m g c c g c g
Kết quả nghiên cứu chỉ ra rằng điện dung nối chéo cần phải lớn hơn điện dung cực cửa để đạt được trở kháng vào âm Điện dung cực cửa có giá trị tương đối lớn do tín hiệu lớn và Gm nhỏ, dẫn đến điện trở âm cao hơn so với các cấu trúc liên kết khác có cùng tỷ lệ W/L Sự kết hợp với điện dung chéo lớn hơn trong số hạng thứ nhất tạo ra một điện dung cố định lớn Điều này giải thích tại sao bộ dao động này có phạm vi điều chỉnh tương đối nhỏ so với các cấu trúc liên kết khác Nếu điện dung tụ nối được lựa chọn một cách ưu việt, giá trị gần đúng của trở kháng vào vi sai sẽ được xác định trong công thức (2.14).
Kết quả có thể được xác định trực quan từ mạch tương đương trong hình 2.8 khi điện dung tải và điện trở ra không đáng kể Trong các nhánh, chỉ có dòng điện từ độ hỗ dẫn chảy qua Do đó, điện trở vào âm của mỗi nhánh được tính bằng 1/gm, và giá trị này tăng gấp đôi khi thực hiện phép tính vi phân.
Mô hình dao động cầu phương
2.4.1 M ộ t s ố v ấn đề v ề ghép c ầu phươ ng
Mặc dù đã có nhiều nghiên cứu về bộ dao động LC cầu phương, nhưng vẫn còn thiếu sự mô tả rõ ràng về loại bộ dao động này Một trong những hướng dẫn thiết kế hiếm hoi được trình bày trong tài liệu [14], trong đó giả định rằng khi hai hộp cộng hưởng được kết nối chính xác thành cầu phương, nhiễu pha cuối cùng sẽ tốt hơn so với bộ dao động đơn, nhờ vào việc tăng độ phẩm chất Q.
Sander Gierking đã đưa ra một quan điểm mới về cầu phương, cho rằng nếu cầu phương cơ bản là một bộ dịch pha 90 độ không nhiễu, thì bộ dao động cầu phương có thể được coi là hai bộ dao động song song hoặc một bộ dao động đơn với hai yếu tố cùng độ rộng Bộ dao động này tạo ra nhiễu pha thấp hơn 3dB so với bộ dao động đơn.
Có thể xem xét một cách tiếp cận trực quan mới về liên kết cầu phương, từ đó nhận thấy rằng nhiều kỹ thuật nối liên quan đến transistor có thể gặp khó khăn do hiện tượng nhiễu và việc sử dụng bộ dịch pha liên kết 90 độ là không khả thi Giả thuyết này nhấn mạnh sự ghép nối không đối xứng của các tần số tự nhiên trong khung cộng hưởng của các bộ dao động LC, cũng như sự không cân xứng giữa các mạng liên kết và lựa chọn độ lớn liên kết Việc đánh giá ảnh hưởng của nhiễu từ transistor tại các thời điểm khác nhau sẽ rất hữu ích trong việc làm sáng tỏ lý thuyết hàm độ nhạy xung (ISF – Impulse Sensitivity Function).
Hajimiri và Lee [7] đã chỉ ra rằng hàm độ nhạy xung tương ứng với độ nhạy tức thời của pha bộ dao động khi dòng điện xung nhiễu loạn duy nhất được đưa vào giao điểm của bộ dao động Trong bộ dao động LC, giao điểm này là nơi giao thoa của khung cộng hưởng, và hình dạng của hàm độ nhạy xung thể hiện dưới dạng sóng sin dịch pha.
Pha bộ dao động nhạy nhất ở điểm giao nhau tại điểm không, không bị ảnh hưởng bởi nhiễu ở đỉnh Hình 2.9 minh họa trạng thái này Khi một xung dòng điện được đưa vào trước đỉnh xung điện áp, nó gây ra sự tăng pha, trong khi nếu xung dòng điện được đưa vào ngay sau đỉnh điện áp, nó sẽ gây ra sự giảm pha.
Hình 2.9 minh họa sự phụ thuộc của pha thay đổi vào thời điểm đưa vào xung dòng điện Điều này có thể được mô tả thông qua phép giải tích khi xác định hàm nhiễu .
Sự dịch pha của khung cộng hưởng LC có thể được mô tả thông qua tích phân trên một chu kỳ của hàm độ nhạy xung, nhân với hàm nhiễu, dưới điều kiện nhỏ hơn nhiều so với chu kỳ của bộ dao động Biểu thức này được lựa chọn để thể hiện mối quan hệ giữa các yếu tố trong hệ thống.
Trong đó F là hàm độ nhạy xung được định nghĩa bằng với d/dq
Hình 2.10 thể hiện mối liên kết không cân bằng giữa hai khung cộng hưởng Tại đỉnh biên độ của bộ dao động đầu tiên, một xung kích thích được đưa vào bộ dao động.
Vào thứ hai, với độ dịch pha 90 độ, cần đảm bảo rằng đỉnh biên độ của bộ dao động thứ hai được đạt đến một cách chính xác Giả định rằng cả hai hộp cộng hưởng đã được điều chỉnh để có cùng tần số.
Hình 2.10 minh họa một liên kết cầu phương lý tưởng, sử dụng bộ truyền động xung dòng điện với pha dịch 90 độ, xuất phát từ đỉnh điện áp đầu vào Trong trường hợp này, chúng ta sẽ định nghĩa các thông số liên quan.
Nếu sóng của bộ dao động thứ hai có dạng sin, thì hàm độ nhạy xung tương ứng sẽ có dạng cosin Điều này cho phép chúng ta thực hiện tích phân mà không cần phụ thuộc vào độ lớn chính xác của các hằng số.
Ngay cả với transistor liên kết nhiễu được phân bố theo cách thông thường, một liên kết xung dịch pha 90 độ sẽ không làm tăng thêm nhiễu pha Nếu cả hai bộ dao động có sai số pha xác định tại thời điểm bắt đầu chu kỳ tích phân, chúng ta sẽ có các sai số pha là 1 và 2 .
Liên kết giữa các thành phần trong bộ dao động Colpitts có thể được hiểu như một xung được dịch pha 90 độ mà không thêm nhiễu Phép tính gần đúng cho nhiễu pha dẫn đến một biểu thức với k inter là tích của hai thành phần liên kết k và k Trong trường hợp lý tưởng, điện trở âm của bộ dao động có thể được xem như một xung dòng điện lý tưởng, với liên kết cầu phương hoạt động như một "dòng điện trở âm" từ bên ngoài, trong khi các transistor cung cấp dòng điện bên trong Để đảm bảo biên độ khung cộng hưởng và tiêu thụ điện năng bằng nhau, tổng biên độ xung bên trong và xung từ bên ngoài phải là hằng số Biên độ xung bên trong có thể được mô tả bởi k intra, với mối quan hệ k int ra = -1 k int er Tuy nhiên, tổng của hai thành phần này thường nhỏ hơn một trong hai do sự hao phí trong khung cộng hưởng LC.
2 (2.19) new new ra er ra er ra er ra er
Trong phân tích này, giả định rằng 1 và 2 không tương quan dẫn đến số hạng cuối cùng trong (2.19) bằng không, và các khung cộng hưởng được coi là bằng nhau, tức là 2 ,1 = 2 ,2 Khi k inter bằng một nửa, các đóng góp nhiễu của hai khung cộng hưởng được cộng bình phương và chia cho 2, dẫn đến nhiễu trung bình và giảm 3dB nhiễu pha so với khung cộng hưởng đơn Khái niệm này được minh họa trong hình 2.11.
Hình 2.11 mô tả nhiễu lấy trung bình liên quan đến cường độ liên kết Tại đây, lý thuyết hàm độ nhạy xung bắt đầu bộc lộ những hạn chế trong việc mô tả liên kết cầu phương Thông tin về pha giữa hai khung cộng hưởng thay đổi liên tục và không đồng nhất, dẫn đến việc phân bố thông tin về pha sẽ luôn tồn tại khi thời gian tiến về vô cực Trong trường hợp kinter bằng không, hiện tượng này càng trở nên rõ ràng.
Vệ tinh VINASAT-1
Vinasat-1, vệ tinh viễn thông địa tĩnh đầu tiên của Việt Nam, được phóng vào không gian vào lúc 22 giờ 16 phút ngày 18 tháng 4 năm 2008 (giờ UTC) Dự án này bắt đầu từ năm 1998 với tổng mức đầu tư vượt quá 300 triệu USD.
Nam đã tiến hành đàm phán với 27 quốc gia và vùng lãnh thổ để có được vị trí 132 độ Đông trên quỹ đạo địa tĩnh
Vệ tinh Vinasat-1 đã được phóng lên quỹ đạo bởi tên lưa đẩy Ariane 5 của Hãng
Ariane Space (Pháp) từ bãi phóng Kourou, quốc gia Trung Mỹ French-Guiana
Vệ tinh Vinasat-1 được thiết kế dựa trên cấu trúc khung model A2100, một trong những công nghệ tiên tiến nhất do Hãng LockHeed Martin sản xuất Vinasat-1 trang bị 20 bộ phát đáp, bao gồm 12 bộ băng tần Ku và 08 bộ băng tần C mở rộng, mang lại băng thông rộng cho các dịch vụ truyền thông.
Vùng phủ sóng của vệ tinh băng Ku tại Việt Nam, Lào, Campuchia, Thái Lan và một phần Myanmar có công suất bức xạ cao tới 55 dBW, rất phù hợp cho các dịch vụ quảng bá Trong khi đó, vùng phủ sóng băng C mở rộng bao gồm Việt Nam, Lào, Campuchia, Đông Nam Á, đông Trung Quốc, Triều Tiên, Ấn Độ, Nhật Bản, Australia và quần đảo Hawaii, với công suất bức xạ vượt quá 44 dBW, đảm bảo chất lượng truyền dẫn cho các mạng viễn thông.
Vệ tinh Vinasat-1 có tuổi thọ tối thiểu là 15 năm và đạt hệ số phẩm chất hoạt động cao, lên đến 82% vào năm thứ 15.
Vinasat-1 là vệ tinh viễn thông địa tĩnh, cung cấp phủ sóng toàn bộ lãnh thổ Việt Nam và mở rộng ra Nhật Bản, miền đông Trung Quốc, bán đảo Triều Tiên, Ấn Độ, các nước Đông Nam Á, Úc, biển Đông và một phần Myanmar Vệ tinh này hỗ trợ nhiều dịch vụ ứng dụng như thoại, truyền hình, thông tin di động, truyền số liệu, Internet, đào tạo và y tế từ xa, cùng với việc cung cấp thông tin cho ngư dân, dự báo thời tiết và đảm bảo an ninh quốc phòng Đặc biệt, Vinasat-1 còn cung cấp đường truyền cho các tình huống khẩn cấp như thiên tai, bão lụt, và phục vụ các khu vực sâu, xa, hải đảo mà các phương thức truyền dẫn khác không thể tiếp cận.
Ngoài ý nghĩa kinh tế, việc phóng vệ tinh Vinasat-1 còn khẳng định chủ quyền của
Việt Nam trong không gian và nâng vị thế của Việt Nam trên trường quốc tế Nhờ đó,
Việt nam trở thành nước thứ 93 trên thế giới và nước thứ 6 trong khu vực đông nam Á có vệ tinh riêng bay vào quỹ đạo
- Vị trí quỹ đạo: quĩ đạo địa tĩnh 132 o E (cách trái đất 35768Km)
- Tuổi thọ vệ tinh Vinasat-1 theo thiết kế: tối thiểu 15 năm
- Độ ổn định vị trí kinh độ và vĩ độ: +/-0,05 độ
- Hoạt động ổn định trong suốt thời gian sống của vệ tinh
- Dùng 2 băng tần là băng tần C mở rộng và băng Ku
Số bộ phát đáp: 08 bộ (36 MHz/bộ)
Tần số phát Tx: 6.425-6.725 MHz
Tần số thu Rx: 3.400-3.700 MHz
- Mật độ thông lượng bão hòa (SFD): -85 dBW/m2
Vùng phủ sóng bao gồm: Việt Nam, Đông Nam Á, Trung Quốc, Triều Tiên, Ấn Độ,
Hình 3.1: Sơ đồ phân cực và tần số băng C
Số bộ phát đáp: 12 bộ (36 MHz/bộ)
Tần số phát Tx: 13.750-14.500 MHz
Tần số thu Rx: 10.950-11.700 MHz
- Mật độ thông lượng bão hòa (SFD): -90 dBW/m2
Vùng phủ sóng bao gồm: Việt Nam, Lào, Campuchia, Thái Lan và một phần Mianma
Hình 3.2: Sơ đồ phân cực và tần số băng Ku
3.1.3 Yêu c ầu đố i v ớ i máy thu tín hi ệ u truy ề n hình t ừ VINASAT-1
- Tần số đầu vào: 10.9 11.9 GHz
- Tỷ lệ loại bỏ tần số ảnh: 30dB
- Nhiễu pha: -85dBc/Hz ở 100kHz
- Độ ổn định tần số: 15.10 -6
Đề xuất mô hình bộ dao động cầu phương
Trọng tâm của luận văn này là nghiên cứu bộ dao động trong hệ thống thu vệ tinh, với sơ đồ hệ thống được thể hiện trong hình 3.3 Bộ dịch pha 90 độ trong khối LO là đối tượng chính của nghiên cứu.
Hình 3.3: Mô hình khối thu vệ tinh Zero-IF [12]
Cấu trúc Zero-IF yêu cầu sử dụng hai ADC cho mỗi nhánh tín hiệu, tuy nhiên, băng tần của các ADC chỉ cần rộng bằng một nửa so với băng tần của ADC trong giải pháp Low-IF, như được minh họa trong hình 3.4.
Các bộ dao động đã đóng vai trò quan trọng trong các máy thu RF kể từ khi Armstrong phát minh ra máy thu đổi tần vào năm 1919 Hiện nay, nhiều bộ dao động sử dụng tinh thể thạch anh để ổn định tần số, mặc dù các tinh thể này chỉ cộng hưởng ở một dải tần số hạn chế Để khắc phục điều này, các máy thu thường áp dụng bộ dao động vòng hoặc LC tần số cao điều khiển bằng điện áp (VCO), kết nối với tinh thể thạch anh qua bộ chia tần và vòng khóa pha (PLL) Phương pháp này mang lại sự linh hoạt cho các mạch dao động đồng thời duy trì độ ổn định về độ trôi và nhiệt độ của tinh thể thạch anh.
Hình 3.4 mô tả phổ hạ tần qua hai sơ đồ khác nhau, với các khối hình chữ nhật thể hiện phổ tín hiệu băng Ku, tần số LO được chỉ ra bằng mũi tên, và các bộ lọc chống nhiễu trước bộ ADC được thể hiện bằng đường chấm Đối với máy thu vệ tinh, sự thuần khiết phổ là rất quan trọng để đáp ứng các tiêu chuẩn kỹ thuật, với yêu cầu tạp âm pha -85dBc/Hz ở 100kHz hoặc tốt hơn cho VCO - PLL Mặc dù LNB thông thường sử dụng bộ dao động cộng hưởng điện môi có hiệu suất cao, nhưng chi phí sản xuất và hiệu chỉnh lại khá đắt đỏ so với giải pháp tích hợp Luận văn này đề xuất giải pháp tạo ra bộ dao động vi mạch bằng công nghệ CMOS tích hợp mật độ cao.
Bộ dao động không nằm trực tiếp trên đường tín hiệu của máy thu vệ tinh, nhưng có ảnh hưởng lớn đến chất lượng tín hiệu vào ADC Bất kỳ tạp nhiễu nào về tần số, pha hoặc biên độ đều sẽ được chuyển vào tín hiệu trong tầng trộn Đặc biệt, trong hệ thống Zero-IF, bộ dao động đóng vai trò quan trọng vì tính trực giao của nó có thể hạn chế chất lượng của máy thu.
Việc phân tích các đầu ra tín hiệu hạ tần cầu phương, đối với cả độ lệch tần số âm và dương, sử dụng đồng nhất lượng giác
Công thức cos(u).cos(v) = 1/2 [cos(u - v) + cos(u + v)] cho thấy rằng các xấp xỉ có giá trị khi tín hiệu đầu ra được lọc thông thấp, nghĩa là các thành phần xung quanh hai lần tần số dao động sẽ bị loại bỏ.
Kết quả tín hiệu ra I và Q tại các độ lệch tần số dương và âm so với tần số LO được thể hiện qua các giá trị (3.6) và (3.7) Cần lưu ý rằng, về nguyên tắc, không có sự khác biệt nếu tín hiệu vuông góc được sử dụng, mặc dù việc này khó khăn để đạt được trên một băng tần rộng với hệ số tạp âm mong muốn, hoặc khi sử dụng bộ dao động cầu phương.
Do đó đơn giản chỉ còn thực hiện một bộ dịch pha 90 o để phân biệt giữa độ lệch tần số dương và âm Nếu tín hiệu Q được dịch pha
Khi tín hiệu I được cộng với tín hiệu có độ lệch tần số dương, tín hiệu này sẽ được chuyển đổi, trong khi tín hiệu có độ lệch tần số âm sẽ được cộng vào phiên bản dịch 180 độ của nó, dẫn đến đầu ra bằng không Ngược lại, hiện tượng này cũng xảy ra đối với dịch pha.
Giải pháp sử dụng biến áp Hilbert cho phép chuyển đổi giữa các nhánh I và Q một cách dễ dàng, như minh họa trong hình 3.5 Các bộ dịch pha có thể được thực hiện bằng mạch số, cho phép chúng hoạt động song song, giúp thu toàn bộ băng tần cùng lúc.
Hình 3.5: Sự chuyển mạch của bộ dịch pha để nhận được cả hai băng tần bên trên và bên dưới
Góc 90 độ giữa các lối ra bộ dao động thực tế không hoàn hảo, dẫn đến độ lệch biên độ giữa các lối ra khác nhau Điều này gây ra rò rỉ tần số, từ độ lệch âm đến dương, làm biến dạng tín hiệu mong muốn bởi tần số ảnh không mong muốn Chất lượng góc vuông và độ lệch biên độ được xác định bởi tỉ lệ loại bỏ tần số ảnh (Image-Rejection Ratio: IRR), trong đó є là độ lệch biên độ tương đối và là độ lệch pha so với góc vuông hoàn hảo.
4 (3.8) sig out im in im out g in
Trong thực tế, các bộ trộn có giới hạn, dẫn đến việc các đầu ra chỉ phụ thuộc vào các điểm giao với điểm không của các đầu vào Điều này loại trừ độ lệch biên độ, ảnh hưởng đến tính chính xác của kết quả đầu ra.
IRR phụ thuộc hoàn toàn vào Theo kinh nghiệm, mục tiêu IRR 30dB (tương ứng với độ chính xác góc vuông tốt hơn 3,62 o ) được thiết lập
Các bộ dao động rất nhạy cảm với các thành phần ký sinh, và sự biến đổi của điện dung tải có thể làm thay đổi tần số, gây ra xáo trộn cho PLL Các tải có Q-thấp có thể làm tăng nhiễu pha hoặc ngăn cản bộ dao động khởi động Do đó, cần loại trừ tất cả các hiệu ứng này, và bộ đệm phải là phần tích phân của bộ dao động Nếu không có phần điện cảm trong bộ đệm, mức tiêu thụ năng lượng có thể cao so với bộ dao động Phương pháp bộ đệm phổ biến là kết nối cổng của MOSFET với bộ dao động, cung cấp điện áp một chiều giữa bộ dao động và lối ra MOSFET có thể được sử dụng như một bộ khuếch đại nguồn chung hoặc bộ lặp nguồn mà không có sự khuếch đại điện dung Miller từ đầu vào đến đầu ra, và cả hai cấu hình sẽ được mô tả với các mô hình tín hiệu nhỏ trong phần tiếp theo.
3.2.2.1 Thiết kế và các mô hình của các bộ đệm thực tế sẽ được trình bày trong mục
3.2.2.1 Các mô hình b ộ đệ m tín hi ệ u nh ỏ
* B ộ khu ếch đạ i ngu ồ n chung
Sơ đồ mạch và mô hình tín hiệu nhỏ đối với bộ khuếch đại nguồn chung tải điện dung được cho trong hình 3.6 a b
Hình 3.6: sơ đồ (a) và mô hình tín hiệu nhỏ (b) của một bộ đệm nguồn chung
Trong mô hình tín hiệu nhỏ, đầu ra được liên hệ với đầu vào như sau:
1 1 out out out out L m m in out L out L
Trong bộ đệm của bộ dao động, sự dịch pha không phải là yếu tố chính, nhưng độ khuếch đại lại giảm khi điện dung tải tăng Điều này dẫn đến việc hệ số nhân Miller và điện dung đầu vào cũng giảm theo Cụ thể, khi tải 30fF tăng một vài phần trăm, tần số của bộ dao động có thể tăng lên vài trăm kHz.
Khi j C r L out 1, điều này có thể đạt được dễ dàng với các điện dung tải lớn ở tần số 10GHz Trong tình huống này, dòng điện qua điện dung cực cửa có thể được biểu diễn một cách đơn giản mà không cần xem xét các điện dung cực cửa tới đất.
1 m m gd (3.11) in gd in out gd in in gd
Đối với các tần số cao, độ dẫn điện và điện dung tải tạo thành một điện trở song song với điện dung đầu vào, và độ lớn của điện trở này được xác định bởi một công thức cụ thể.
. in L m gd in gd m gd gd
Hoặc tương đương (dạng nối tiếp)
. m gd gd in L m gd m gd gd L m gd in gd gd
Bộ dao động cầu phương đề xuấ t cho máy thu tín hiệu truyền hình qua VINASAT-1
3.3.1 Sơ đồ b ộ dao độ ng
Sơ đồ bộ dao động cầu phương đề xuất được minh họa trong hình 3.14 và hình
3.15 với các kích thước transistor được ghi kèm Các lối ra I + , I - , Q + và Q - được đệm bằng một bộ đệm được minh họa trong hình 3.16 Sự bổ sung các điốt kỹ thuật số đi kèm không được hiển thị [12]
Hình 3.14: Sơ đồ mạch Colpitts lấy tín hiệu I từ bộ cộng hưởng
Hình 3.15: Sơ đồ mạch Colpitts lấy tín hiệu Q từ bộ cộng hưởng
Hình 3.16: Sơ đồ của nguồn chung 3 tầng không đối xứng/bộ đệm đảo
Mặc dù bộ dao động cặp ghép chéo có thể đạt FoM cao nhất và bộ dao động tụ điện chéo có IRR cao nhất, bộ dao động Colpitts được đề xuất lại nổi bật nhờ hiệu suất IRR hợp lý và khả năng hoạt động ở điện thế cung cấp cao hơn, từ đó mang lại hiệu suất nhiễu pha ổn định.
Bảng 3.1: So sánh các cấu trúc liên kết khác nhau của bộ dao động [12]
Theo (3.21), ảnh hưởng của C3 có thể giảm bằng cách chọn C1 với giá trị lớn, trong khi C4 cần đạt kích thước đủ lớn để tỉ lệ chia đạt 0,3 Điện dung của bộ dao động được xác định theo công thức (2.21) Kết quả tính toán điện dung cho từng kênh truyền xuống băng Ku của Vinasat-1 với L = 400pH được trình bày trong bảng bên dưới.
Kênh Tần số (MHz) C (pF) C v ar (pF)
Bảng 3.2 trình bày điện dung tính toán cho từng kênh băng Ku của Vinasat-1 Để điều chỉnh giá trị C v ar, có thể chia thành hai dãy: dãy điều chỉnh thô với các điốt điện dung kích thước 0.76μm×0.76μm và dãy điều chỉnh tinh với các điốt điện dung kích thước 0.14μm×0.14μm, với bước điều chỉnh tối thiểu ước tính là 500kHz Mỗi dãy bao gồm 63 thành phần, tương đương với 6 bit trong sơ đồ điều khiển nhị phân, gồm 7 thành phần của 8LSB, 1 thành phần của 4LSB và 3 thành phần còn lại.
Không có thành phần nào lớn hơn 8LSB cần được chuyển mạch để tránh sự không đơn điệu Điện áp áp dụng cho mỗi điốt biến dung dao động từ 0V đến 2V Thay vì quét toàn bộ dải điện áp để chọn kênh mong muốn, quá trình này chỉ tập trung vào giá trị C var tương ứng với từng kênh truyền xuống.
C v ta gán cho một mã nhất định
Dạng sóng tín hiệu đầu ra của bộ dao động thể hiện trên hình 3.17 (theo mô phỏng của Frank Leong [12])
Hình 3.17: Tín hiệu 4 đầu ra của bộ dao động ở tần số 11.7GHz
Trong Chương 3, tác giả trình bày chi tiết về vệ tinh Vinasat-1, bao gồm các tham số đặc trưng và yêu cầu đối với máy thu tín hiệu truyền hình từ vệ tinh này Chương cũng đi sâu vào phân tích và tính toán các tham số cơ bản cho bộ dao động cầu phương, bộ dao động được đề xuất cho việc thu tín hiệu truyền hình vệ tinh.
Vinasat-1: Bộ đệm, điện cảm, điều chỉnh tần số; đưa ra sơ đồ và các tham số tính cho từng kênh truyền xuống băng Ku của Vinasat-1.