Điều khiển không dùng cảm biến động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu bề mặt

TỔNG QUAN VỀ ĐỘNG CƠ ĐỒNG BỘ NAM CHÂM VĨNH CỬU BỀ MẶT (SPM)

Khái quát về động cơ đồng bộ SPM

Động cơ SPM(Sinusoidal Surface Magnet Machine) đƣợc phân loại trong động cơ xoay chiều đồng bộ nam châm vĩnh cửu bề mặt, sức điện động hình sin

Động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu kết hợp ưu điểm của động cơ một chiều và động cơ xoay chiều không đồng bộ, với khả năng điều chỉnh tốc độ và mô men xoắn dễ dàng nhờ sự tách biệt giữa phần cảm và phần ứng Động cơ đồng bộ, đặc biệt là động cơ SPM, có tốc độ quay của rotor bằng tốc độ từ trường, giữ cho tốc độ không đổi khi tải thay đổi, phụ thuộc vào tần số nguồn và số đôi cực Nhờ những ưu điểm này, động cơ đồng bộ ngày càng được ưa chuộng trong lĩnh vực truyền động điện, có khả năng làm việc với cosφ = 1 mà không cần công suất phản kháng từ lưới điện, từ đó nâng cao hệ số công suất, giảm điện áp rơi và tổn thất công suất trên đường dây.

(Synchronouns Motor) Động cơ từ trở động bộ

(Synchronouns Relutance Motor) Động cơ nam châm vinh cửu

Sức điện động sóng hình sin Động cơ nam châm vĩnh cửu gắn cực chìm

(IPM Motor) (Permanent Maget Synchronouns Motor)

Sức điện động sóng hình thang

(Brushless DC Motor) Động cơ nam châm vĩnh cửu gắn bề mặt

Động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu (SPM Motor) có hiệu suất cao nhờ vào việc giảm thiểu tổn thất đồng và tổn hao sắt, tập trung chủ yếu ở stator, giúp việc làm mát thuận tiện hơn So với động cơ một chiều, động cơ này không cần vành trượt và chổi than, làm cho cấu trúc đơn giản hơn, dễ chế tạo và giá thành rẻ Hệ thống làm việc của động cơ rất tin cậy và yêu cầu ít bảo trì Ngoài ra, động cơ đồng bộ có khả năng hoạt động hiệu quả ở cả tốc độ thấp và cao, với hiệu suất thường cao hơn so với động cơ không đồng bộ nhờ vào khe hở tương đối lớn của động cơ không đồng bộ, dẫn đến tổn hao sắt phụ nhỏ hơn Cuối cùng, sự tách biệt giữa phần cảm và phần ứng giúp dễ dàng điều chỉnh tốc độ và moment.

Cấu tạo của động cơ SPM

- Động cơ [6] là máy điện xoay chiều gồm phần chính sau:

- Stator của động cơ có cấu tạo bao gồm các cuộn dây giống các cuộn dây của động cơ xoay chiều ba pha

Rotor của động cơ bao gồm lõi thép và các tấm nam châm vĩnh cửu, với số lượng nam châm tương ứng với số đôi cực của động cơ Phần cảm nằm ở rotor, trong khi phần ứng nằm ở stator Đối với động cơ nam châm vĩnh cửu SPM, phần cảm ứng được kích thích bởi các nam châm bố trí trên bề mặt rotor Động cơ xoay chiều đồng bộ nam châm vĩnh cửu có rotor là nam châm vĩnh cửu và dây quấn ba pha ở stator.

Hình 1.2: Cấu tạo động cơ đồng bộ SPM

Vật liệu làm nam châm cho động cơ có mật độ từ tính lớn, giúp rotor có kích thước nhỏ nhưng vẫn đạt được từ thông lớn, dẫn đến mật độ công suất cao Khả năng sinh moment của động cơ SPM phụ thuộc vào sự tương tác giữa dòng điện phần ứng và từ thông của rotor (Magnet torque) Động cơ với cực từ bố trí mặt ngoài SPM có khe hở không khí đồng đều, do đó điện cảm theo trục d và trục q thường bằng nhau (L sd = L sq), trong khi phần ứng rất nhỏ có thể bỏ qua.

Nguyên lý làm việc của động cơ SPM

Động cơ đồng bộ SPM hoạt động dựa trên sự tương tác giữa từ trường quay của cuộn stator và từ trường của nam châm vĩnh cửu trên rotor Khi số đôi cực của từ trường stator và rotor giống nhau, vận tốc quay của chúng cũng bằng nhau, tạo ra lực kéo điện từ và hình thành moment điện từ Động cơ khởi động nhờ moment không đồng bộ do sự tương tác giữa từ trường rotor và dòng điện trong dây quấn stator Khi đạt tốc độ gần đồng bộ, rotor được kéo vào đồng bộ nhờ tác động của từ trường quay stator và cực từ của nam châm vĩnh cửu.

Khi kết nối nguồn ba pha với các cuộn dây stator của động cơ đồng bộ, dòng điện trong dây quấn stator tạo ra một từ trường quay với tốc độ nhất định.

Nguyên lý điều chỉnh tốc độ động cơ xuất phát từ biểu thức: n = s c

60.f p (vòng/phút) (1.1) trong đó: f s : tần số nguồn cung cấp xoay chiều cho mạch stator p n : số đôi cực của động cơ đồng bộ

Moment điện từ của động cơ sinh ra bởi sự tương tác giữa từ trường rotor nam châm vĩnh cửu và dòng stator

M 2 n r s m  P  i (1.2) Moment động cơ SPM khi viết dưới trục tọa độ d-q được

Hình 1.3: Sự tương tác giữa từ trường rotor và dòng stator Động cơ khi viết dưới trục tọa độ d-q:

M n sd sq sq sd n r sq sq sd sd sq m  p  i  i  p  i i i L L  ( 1.3)

Trong đó: i qs là thành phần sinh moment của dòng i s

Moment quay của động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu được hình thành từ hai thành phần chính: thành phần tích cực với tích  r sq i và thành phần phản kháng do sự chênh lệch giữa điện cảm stator (Lsd - Lsq) Cấu tạo của động cơ SPM nam châm vĩnh cửu cho thấy điện cảm theo trục d và điện theo trục q gần như tương đương (Lsd ≈ Lsq), điều này ảnh hưởng đến hiệu suất hoạt động của động cơ.

Moment của động cơ SPM: 3

M 2 n r sq m  p i (moment sinh ra do dòng i sq tạo ra).

Đặc tính cơ của động cơ SPM

Khi ta cấp nguồn điện xoay chiều có tần số f s không đổi, trong công thức (1.1)

Hình 1.4: Đặc tính cơ của động cơ SPM

Khi động cơ hoạt động, nó sẽ quay với tốc độ đồng bộ không đổi trong giới hạn moment cho phép m ≤ m Mmax Đặc tính cơ của động cơ là cứng tuyệt đối với độ cứng đặc tính cơ    Tuy nhiên, nếu moment vượt quá giá trị m Mmax, động cơ sẽ mất tốc độ đồng bộ.

Đặc tính của các vùng điều chỉnh

Phân tích đặc tính các vùng điều chỉnh tốc độ của động cơ, ta thấy động cơ chia các vùng làm việc theo sự tăng dần của tốc độ

Hình1.5: Các chế độ làm việc của động cơ

Vùng moment không đổi, hay còn gọi là vùng tốc độ cơ bản, là khoảng tốc độ động cơ từ 0 đến tốc độ định mức Để tăng tốc độ động cơ ω trong vùng này, cần giữ dòng điện stator i s ở mức tối đa i max và điều chỉnh điện áp us từ 0 đến u smax Khi thực hiện điều này, công suất động cơ sẽ tăng từ 0 đến P max, trong khi moment động cơ được duy trì ở giá trị m Mdm Phương pháp điều khiển vector động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu, với id = 0, cho phép moment điện từ tỷ lệ với dòng điện i q, mang lại tính đơn giản, dễ thực hiện và khả năng đáp ứng tốt.

Việc áp dụng phương pháp này không khai thác được tính chất không đẳng trị của điện cảm theo cả hai trục ngang và dọc của động cơ, dẫn đến việc moment sinh ra bị triệt tiêu thành phần thứ hai (moment từ trở) do id = 0 trong phương trình, từ đó làm giảm hiệu suất tối ưu của moment.

1.5.2 Vùng công suất không đổi

Vùng công suất không đổi, hay còn gọi là vùng giảm từ thông, là khoảng tốc độ động cơ nằm giữa tốc độ cơ bản ωb và tốc độ tới hạn ωc Khi động cơ hoạt động ở chế độ định mức (tốc độ cơ bản ωb), để tăng tốc độ động cơ, cần phải điều chỉnh một tham số nào đó cho phù hợp với sự thay đổi tốc độ.

Khi đánh giá các thông số tại điểm làm việc định mức, điện áp và công suất không thể tăng thêm do điện áp phụ thuộc vào bộ biến đổi và công suất động cơ đã đạt giá trị tối đa Để tăng tốc độ, cần áp dụng biện pháp giảm từ thông, dẫn đến việc giảm mô men.

1.5.3 Vùng tích công suất và tốc độ không đổi

Vùng tích công suất và tốc độ không đổi, hay còn gọi là vùng tốc độ siêu cao, là khoảng thời gian mà tốc độ tăng từ giới hạn ωc đến tốc độ lớn nhất ωm.

Vùng điều chỉnh này rất phức tạp, vì khi tốc độ tăng, cần phải duy trì điện áp đầu ra của bộ biến đổi ở mức định mức Đồng thời, dòng điện và công suất phải giảm theo tỷ lệ nghịch với tốc độ, trong khi từ thông và mô-men cũng cần được điều chỉnh giảm theo tỷ lệ nghịch với nghịch đảo bình phương của tốc độ.

Ứng dụng của động cơ SPM

Động cơ đồng bộ đang được ứng dụng rộng rãi trong nhiều lĩnh vực như giao thông, máy công cụ, và hệ thống truyền lực Với khả năng điều chỉnh tốc độ và sinh moment lớn, động cơ này được sử dụng cho các hệ thống truyền điện, xe điện, và máy phát điện đồng bộ Trong tương lai, động cơ điện sẽ thay thế động cơ xăng trong xe điện và xe lai, giúp giảm phụ thuộc vào nhiên liệu hóa thạch, giảm khí thải CO2 và tiếng ồn ô nhiễm Nghiên cứu đang tập trung vào việc phát triển động cơ điện hiệu suất cao, đáng tin cậy, với giá thành và kích thước ngày càng giảm Nhiều hãng xe điện mới cũng đang được đưa vào ứng dụng trên thị trường.

Thiết bị điện và máy phát điện sử dụng động cơ hiện nay ngày càng có công suất và hiệu suất cao, đồng thời chi phí bảo trì thấp Nhiều máy phát điện và tuabin gió đã được ứng dụng rộng rãi Động cơ này cũng được sử dụng trong các thiết bị điều khiển công nghiệp, cơ khí chính xác và robot.

MÔ HÌNH TOÁN HỌC ĐỘNG CƠ NAM CHÂM VĨNH CỬU BỀ MẶT (SPM)

Mô hình toán học động cơ SPM

Động cơ đồng bộ được mô tả qua hệ phương trình vi phân bậc cao, với cấu trúc phân bố cuộn dây phức tạp về không gian Trong quá trình mô hình hóa động cơ, chúng ta giả thiết một số điều kiện nhất định để đảm bảo tính chính xác của mô hình.

- Các cuộn dây stator đƣợc bố trí một cách đối xứng về mặt không gian

- Các tổn hao sắt từ và bão hòa từ có thể bỏ qua

- Các giá trị điện trở và điện cảm đƣợc coi là không đổi

2.1.1 Hệ phương trình cơ bản của động cơ a Xây dựng vector không gian Đông cơ ba pha có ba cuộn dây stator bố trí lệch nhau 120 0 , dòng điện đi qua thỏa mãn phương trình : i su (t)  i sv (t)  i sw (t)  0 (2.1)

Hình 2.1: Cách bố trí quộn dây stator của động cơ SPM

Mỗi dòng điện đƣợc viết nhƣ sau:

(t) cos( ) (t) cos( 120 ) (t) cos( 240 ) su s s sv s s s s s i i t i i t i i t

Hình2.2: Xây dựng vector không gian từ đại lượng xoay chiều ba pha

Trong đó : i s : Giá trị lớn nhất của dòng điện Stator

 s : Tần số góc của dòng điện stator ( s  2 f s ) f s : tần số của mạch stator

Dòng điện của stator viết dưới dạng tọa độ phức, với trục thực đi qua quộn dây u của động cơ nhƣ sau:

Vector i ( ) s t là đại lượng phức có mô đun không đổi, quay quanh mặt phẳng phức với tốc độ góc bằng tốc độ góc của từ trường quay, ω s = 2π f s Nó tạo với trục thực một góc θ s = ω s t Dòng điện pha tương ứng chính là hình chiếu của vector mới lên trục của các quận dây pha tương ứng.

Hình 2.3: Quan hệ giữa dòng điện i , i s  s  với các dòng điện từng pha

Nếu trục thực và trục ảo của mặt phẳng nối là α và β, hình chiếu của vector dòng điện lên hai trục đó lần lượt là iα và iβ Động cơ đồng bộ 3 pha với các cuộn dây u, v, w có thể được thay thế bằng một động cơ với 2 cuộn dây có trục cố định α và β.

Tương tự như với dòng điện stator, các vector điện áp, vetor từ thông stator, có thể biểu diễn trên hệ tọa độ cố định  , nhƣ sau: s s s s s s s s s i i ji u u ju

Dòng điện ba pha cung cấp cho động cơ là đối xứng, và khi biết hai trong ba thành phần của dòng điện, chúng ta có thể xác định thông tin về vector dòng điện stator Điều này cũng cho phép chúng ta xác định dòng điện trên mặt phẳng phức và ngược lại.

Để xác định các thành phần vector không gian dòng điện stator, ta thực hiện hình chiếu từ hệ tọa độ này sang hệ tọa độ khác bằng phương pháp hình học Quá trình này bao gồm việc biến đổi tọa độ từ abc sang tọa độ αβ.

 (2.5) Biến đổi   sang tọa độ abc

 (2.6) b Chuyển hệ tọa độ cho vetor không gian

Khi chuyển đổi từ hệ tọa độ tổng quát x, y sang hệ tọa độ mới x*, y* với gốc chung và lệch nhau một góc ϑ, ta thực hiện phép biến đổi chuyển hệ tọa độ cho một vector V bất kỳ.

2.1.2 Phương trình của động cơ trên tọa độ cực

Xây dựng hoàn toàn tương tự với dòng điện (2.3), thì vetor điện áp và vetor từ thông của stator ta có:

( ) 2 3 ( ) 2 3 j j s su sv sw j j s su sv sw u t u u e u e t   e  e

Hệ phương trình điện áp ba pha cuộn dây stator:

Thay điện áp công thức (2.9) vào công thức (2.7) ta thu đƣợc điện áp stator nhƣ sau: Viết dưới dạng: s ( ) s ( ) s d s ( ) t u t R i t dt

Trong đó: R s là điện trở cuộn dây stator,    su , s w , s w là từ thông stator trên các trục pha a, pha b và pha c của dây quấn stator

Hệ phương trình cơ bản trong không gian ba pha có thể được chuyển đổi sang hệ tọa độ cực, từ đó tạo ra phương trình mô tả toán học cho động cơ.

Từ thông stator Ψ s bao gồm hai thành phần: một do dòng stator tạo ra và một do từ thông rotor Ψ r, tức là từ thông sinh ra bởi nam châm vĩnh cửu.

Phương trình động học : m M m T J d r dt

Trong đó: m T là moment tải,  r là tốc độ cơ động cơ, m M là moment điện từ

2.1.3 Mô tả toán học động cơ trong hệ tọa độ cố định α-β

Hoàn toàn tương tư với dòng điện ta có thể xây dựng vector điện áp s s s s s s u ( ) u u

Bằng cách thiết lập các đại lượng vector trong không gian tọa độ α-β, chúng ta có thể xây dựng hệ phương trình mô tả động cơ một cách chính xác trong hệ tọa độ này.

Trong bài viết này, chúng ta sẽ tìm hiểu về từ thông stator, ký hiệu là   s  và s , trên các trục 0α và 0β Cả hai từ thông này đều bao gồm hai thành phần: một là dòng điện stator được sinh ra, và một là từ thông rotor, ký hiệu là  r Để tính toán giá trị của   s  và s , chúng ta sẽ áp dụng công thức cụ thể được nêu trong bài.

Công thức xác định giá trị điện cảm :

Với lần lƣợt là các giá trị điện cảm dây quấn stator, điện cảm từ hóa trên trục 0α và điện cảm từ hóa trên trục 0β

Mô hình động cơ trong hệ trục tọa độ cực và cố định α-β gặp khó khăn trong việc tận dụng ưu điểm của động cơ PMSM do vector từ thông rotor Ψ r luôn có hướng xác định Điều này dẫn đến những thách thức trong việc tính toán và phát triển thuật toán điều khiển tối ưu cho các hệ trục này.

2.1.4 Mô hình toán học của động cơ trên tọa độ d-q

Phương pháp điều khiển vector được phát triển từ nguyên lý điều khiển động cơ điện một chiều (DC), nhờ vào đặc tính điều khiển đơn giản của nó Động cơ DC cho phép điều khiển độc lập giữa dòng điện kích từ và dòng điện phần ứng, từ đó dễ dàng điều chỉnh moment và từ thông Ngược lại, động cơ xoay chiều (AC) có các dòng điện stator tương tác lẫn nhau, khiến việc xác định độc lập dòng điện sinh moment và dòng điện sinh từ thông trở nên khó khăn.

Phương pháp điều khiển tựa từ thông rotor (FOC) chuyển đổi dòng điện stator thành hai dòng điện độc lập, tạo ra moment và từ thông tương tự như mô hình động cơ điện một chiều Quá trình này dựa trên việc chuyển đổi các thành phần dòng điện và điện áp từ hệ tọa độ cố định sang hệ tọa độ quay d-q, áp dụng các công thức chuyển đổi tuyến tính không gian vector do Clark và Park đề xuất.

Công thức chuyển đổi Clark cho phép chuyển đổi vector dòng điện stator với ba thành phần xoay chiều i a, i b, i c trong hệ tọa độ a-b-c thành vector hai thành phần xoay chiều trong hệ tọa độ α-β Hệ tọa độ α-β còn được gọi là hệ tọa độ trực giao đứng yên Biểu diễn hình học của công thức chuyển đổi này được minh họa rõ ràng trên Hình 2.4.

Hình 2.4: Chuyển đổi hệ trục tọa độ từ a-b-c sang α-β và ngược lại

Công thức chuyển đổi Clark được mô tả theo phương trình dưới đây s s

(2.16) b Công thức chuyển đổi Park

Phương trình trạng thái động cơ SPM

Việc xây dựng phương trình trạng thái cho động cơ là rất quan trọng, giúp hỗ trợ tính toán và thiết kế các bộ điều khiển cũng như các bộ quan sát ước lượng hiệu quả.

Khi nghiên cứu mô hình đối tượng động cơ, có thể áp dụng các hệ tọa độ khác nhau, dẫn đến việc xây dựng phương trình trạng thái tương ứng trên từng hệ tọa độ đó.

2.2.1 Phương trình trang thái trên hệ  

Viết dưới dạng ma trận:

2.2.2 Phương trình trạng thái trên hệ tọa độ d-q

Do động cơ đồng bộ có từ thông rotor không đổi, vector trạng thái chỉ chứa thành phần dòng stator, đồng nghĩa với việc mô hình trạng thái cũng chính là mô hình dòng stator Hệ phương trình (2.25) có thể được viết lại dưới dạng khác.

1 1 sd sq sd s sq sd sd sd sd sq sd r sq s sd sq s sd sq sq sq di L i i u dt T L L di L i i u dt T L L L

Trong đó:  s : là tốc độ điện

T sd  L sd / R s : Hằng số thời gian trục d của mạch stator sq sq / s

T L R : Hằng số thời gian trục q của mạch stator Động cơ là đối tƣợng phi tuyến trên hệ hệ tọa độ d q với các thành phần nhiễu [1] di s r s

A i B u Ni S dt        (2.34) x T    i sd , i sq   , u T    u sd , u sq  

Trong đó: N ma trận ghép phi tuyến, A ma trận hệ thống, B ma trận đầu vào, S vetor nhiễu

Mô hình động cơ SPM có thể viết dưới dạng bằng cách đổi biến Biến đổi toán học bằng cách thêm bớt vào phương trình (2.33) đầu số hạng ( r ⁄ L

T sd L sd ) di sq dt =- 1

Bằng cách đổi biến: Đặt và (2.36) và (2.37)

] là vector trạng thái và, * + [

] : là vector đầu vào Phương trình (2.35) viết dưới phương trình trạng thái sau: ̇ (2.38)

Trong đó: A là ma trận hệ thống, B ma trận đầu vào,

Giới hạn dòng điện và điện áp

Giới hạn của dòng điện và điện áp đưa vào động cơ được xác định bởi công thức \( i_{sd}^2 + i_{sq}^2 \leq i_{s \, max}^2 \), trong đó \( i_{s \, max} \) là giá trị đại của dòng điện pha của động cơ, tạo thành một đường tròn trên hệ trục dq Tương tự, giới hạn điện áp được mô tả bằng công thức \( u_{sd}^2 + u_{sq}^2 \leq u_{s \, max}^2 \) Khi xét hệ phương trình tại điểm làm việc ổn định và bỏ qua điện áp rơi trên điện trở dây quấn, ta có thể thay thế \( u_{sd} \) và \( u_{sq} \) vào phương trình để thu được các kết quả cần thiết.

(L i sd sd  s   r  s ) 2 (L i sq sq  s ) 2 U 2 s max

Trong đó: U smax là điện áp lớn nhất có thể cung cấp của nghịch lưu

Khi tốc độ của động cơ thấp hơn tốc độ cơ bản, sức phản điện động nhỏ và giới hạn điện áp luôn được đảm bảo, chỉ cần chú ý đến giới hạn dòng điện Khi tốc độ tăng, sức phản điện động cũng tăng cho đến khi đạt giá trị giới hạn Tốc độ lớn nhất mà động cơ có thể đạt khi hoạt động ở momen cực đại được định nghĩa là tốc độ cơ bản.

Tốc độ này đƣợc tính bởi công theo công thức (2.38) suy ra: s max

Vùng công suất không đổi

Khi vận hành, động cơ được gia tốc bởi momen cực đại, với momen duy trì hằng số và từ thông không đổi Tốc độ tăng làm tăng sức phản điện động, dẫn đến việc điện áp cung cấp cũng phải tăng theo, nhưng điện áp này bị giới hạn bởi khả năng của biến tần Để tiếp tục tăng tốc độ, cần điều chỉnh giảm từ thông nhằm đảm bảo điện áp vẫn thỏa mãn Mỗi tốc độ vượt định mức có một giới hạn điều chỉnh cho các thành phần dòng i sd và i sq, giới hạn này được biểu diễn bằng các elip có tâm tại điểm (r).

Trên hệ tọa độ dq của dòng điện, elíp giới hạn điện áp thể hiện mối quan hệ giữa điện áp và dòng điện Khi tốc độ dòng điện tăng, kích thước của các elip này sẽ giảm và co lại gần tâm.

Hình 2.7: Giới hạn dòng điện và điện áp với tốc độ khác nhau Đặc tính công suất – tốc độ

Khi tốc độ tăng lên, các elip giới hạn điện áp bị co về tâm là điểm (i sd ,i sq )= ( r

Khi không xem xét đến giới hạn dòng điện, động cơ có thể đạt tốc độ tối đa vô hạn tại điểm làm việc này Tuy nhiên, do sự ràng buộc của dòng điện, đặc tính công suất-tốc độ có thể được phân chia thành ba trường hợp khác nhau Trường hợp đầu tiên là khi r I sm ax.

Từ thông nam châm lớn hơn giá trị tối đa của từ thông do dòng điện pha i s tạo ra trên trục d, khiến tâm của elip điện áp nằm ngoài đường tròn giới hạn dòng điện Tốc độ tối đa mà động cơ có thể đạt được tương ứng với điểm (−I sm ax, 0), và đây là tốc độ giới hạn với giá trị s max c L i.

Sau tốc độ này không còn điểm chung giữa giới hạn dòng điện và điện áp, công suất giảm nhanh về 0 khi tốc độ này đạt đƣợc

Hình 2.8: Đặc tính công suất – tốc độ ở trường hợp 1 b) Trường hợp 2: r I sm ax

Tâm của elip giới hạn điện áp nằm trên đường giới hạn dòng điện, dẫn đến việc vùng công suất không đổi được kéo dài đến vô hạn.

Hình 2.9: Đặc tính công suất – tốc độ ở trường hợp 2 c) Trường hợp 3: r I sm ax

Tâm của elip luôn nằm trong đường giới hạn dòng điện ở mọi tốc độ, và từ thông nam châm có thể bị triệt tiêu hoàn toàn bởi từ thông stator Trong trường hợp này, vùng công suất không đổi có thể mở rộng đến vô hạn, tuy nhiên, công suất đầu ra lại thấp hơn so với trường hợp thứ hai.

Trong trường hợp 3, động cơ có đặc tính công suất – tốc độ cho phép điều chỉnh tốc độ rộng trong vùng công suất không đổi Do đó, đối với những ứng dụng yêu cầu điều này, động cơ với đặc tính tương tự như trường hợp 2 và 3 sẽ được ưu tiên lựa chọn.

CHƯƠNG 3 PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN ĐỘNG CƠ NAM CHÂM VĨNH CỬU BỀ

Các phương pháp điều khiển động cơ

Hiện nay, có rất nhiều phương pháp điều khiển động cơ SPM như được mô tả trong sơ đồ dưới đây:

Hình 3.1: Các phương pháp điều khiển động cơ SPM Đối với động cơ SPM các phương pháp điều khiển chủ yếu là:

- Phương pháp điều khiển tựa từ thông rotor FOC

- Phương pháp điều khiển trực tiếp moment DTC

Phương pháp điều chỉnh tần số để kiểm soát tốc độ động cơ có thể gây ra bão hòa mạch từ nếu điện áp không đổi, dẫn đến tăng dòng từ hóa và tổn hao trên stator Để khắc phục tình trạng này, cần giảm điện áp tương ứng với việc giảm tần số nhằm giữ cho từ thông trong khe hở không khí ổn định.

- Pháp điều khiển đơn giản và dễ thực hiện

- Phù hợp với các ứng dụng điều khiển đơn giản không yêu cầu cao về chất lƣợng điều khiển

- Ổn định tốc độ ở vùng tốc độ thấp gặp khó khăn

- Thường được ứng dụng khi không yêu cầu điều chỉnh sâu tốc độ

3.1.2 Phương pháp điều khiển trực tiếp moment (DTC)

Phương pháp điều khiển trực tiếp moment dựa trên việc chọn vector điện áp trực tiếp theo sự chênh lệch giữa giá trị đặt và giá trị thực của moment và từ thông Sai lệch giữa moment và từ thông được so sánh với một khâu tạo trễ, từ đó tạo ra tín hiệu điều khiển cho bộ phát xung vào van công suất.

Hình 3.2: Sơ đồ phương pháp điều khiển trực tiếp moment DTC Ưu điểm:

- Không cần thực hiện phép quay trục tọa độ, độ chính xác điều khiển là tùy

- Không cần đo vị trí của rotor, mô hình đơn giản nên đáp ứng moment nhanh

- Ảnh hưởng của thông số động cơ ít (trừ điện trở stator), sự ảnh hưởng này có thể bù đƣợc

- Xuất hiện xung moment nên hệ thống khó ổn định và tốc độ thấp

- Khả năng ổn định kém

- Không kiểm soát đƣợc mạch vòng dòng điện

3.1.3 Phương pháp điều khiển tựa từ thông rotor FOC

Phương pháp điều khiển từ thông rotor (FOC) cho động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu cho phép điều khiển tương tự như động cơ một chiều với kích từ độc lập Điều này đạt được thông qua việc định hướng vector từ thông hoặc dòng điện stator theo từ thông rotor, nhằm đáp ứng các yêu cầu kỹ thuật đặt ra.

Hình 3.3:Sơ đồ nguyên lý điều khiển theo phương pháp tựa từ thông FOC

Phương pháp điều khiển tựa từ thông rotor FOC dựa trên việc điều khiển toàn phần vector dòng điện về biên độ và góc pha, cho phép tạo ra hệ thống điều khiển từ thông chất lượng cao mà không cần sử dụng cảm biến từ thông Ưu điểm của phương pháp này là tăng cường hiệu suất và độ chính xác trong quá trình điều khiển.

- Kiểm soát đƣợc các tham số dòng điện trong mạch

- Mô hình rất nhạy với biến thiên thông số động cơ

- Hoạt động tốt ở vùng tốc độ thấp, khả năng điều chỉnh sâu ở tốc độ tốt

- Phản hồi moment tốt, cấu trúc mô hình khá đơn giản

- Nhiều khối tính toán, khiến vi xử lý phải xử lý nhiều công đoạn nên tác động điều chỉnh chậm

- Độ nhấp nhô moment còn lớn

3.1.4 Lựa chọn phương pháp điều khiển cho động cơ Động cơ đồng bộ SPM muốn điều khiển yêu cầu cao về điều chỉnh tốc độ Điều này ta phải có phương pháp điều khiển tối ưu có thể kiểm soát được toàn bộ các mạch vòng dòng điện và mạch vòng tốc độ, tạo đáp ứng nhanh khi có bất kỳ sự thay đổi nào

Trong ba phương pháp điều khiển động cơ đồng bộ, điều khiển vector tựa thông rotor (FOC) nổi bật nhờ khả năng hoạt động hiệu quả ở cả ba vùng Sự phát triển của công nghệ điện tử công suất và vi xử lý hiện nay đã nâng cao khả năng điều khiển và điều chỉnh động cơ, làm cho phương pháp điều khiển vector ngày càng trở nên phổ biến Hơn nữa, kích thước các bộ biến đổi ngày càng gọn nhẹ và chất lượng điều khiển được cải thiện đáng kể.

Phương pháp điều khiển tựa thông rotor FOC được chia thành các hướng điều khiển nhƣ:

Hướng điều khiển FOC thông thường sử dụng cảm biến tốc độ hình để xác định vị trí và tốc độ quay của rotor Các cảm biến thường được áp dụng trong phương pháp này bao gồm Encoder và Resolver.

Phương pháp điều khiển FOC không sử dụng cảm biến tốc độ, còn được gọi là điều khiển không dùng cảm biến hình, cho phép tính toán tốc độ thông qua bộ ước lượng tốc độ.

Hình 3.4: Sơ đồ phương pháp điều khiển FOC không dùng cảm biến

Bộ ước lượng tốc độ thực hiện sử dụng các thuật toán như mô hình quan sát MRAS, mô hình quan sát SMO, bộ lọc Kalman và một số phương pháp ước lượng khác để nâng cao độ chính xác trong việc đo lường.

Trong luận văn tác giả đã lựa chọn phương án điều khiển động cơ đồng bộ SPM là phương án điều khiển tựa từ thông rotor FOC.

Nghịch lưu nguồn ba pha

Yêu cầu cơ bản của bộ biến đổi nghịch lưu

- Hoạt động trong dải tuyến tính rộng

- Giảm thiểu số lần đóng cắt để tổn hao đóng cắt là nhỏ nhất trong công suất tổng hợp

- Hạn chế các sóng điều hòa bậc cao trong điện áp và dòng điện bởi chúng gây ra mất mát và tiếng ồn cho tải

- Loại trừ sóng hài tần số thấp (trong trường hợp các động cơ phát ra rung động moment)

- Hoạt động trong vùng quá điều chỉnh bao gồm cả sóng vuông

Hình 3.5: Sơ đồ nghịch lưu bộ biến đổi ba pha[3]

Hình 3.6: Sơ đồ nghịch lưu ba pha như các khóa[3]

3 2 a b c dc an b c a dc bn c a b dc cn

Phương trình trên mô tả bộ biến đổi nghịch lưu pha với các khóa đóng cắt S a , S b , S c cũng có thể coi nhƣ là các xung , có giá trị 0 hoặc 1,

3.2.1 Phương pháp điều chế SinPWM[3] Điều chế sóng sin trên sử dụng tín hiệu mang tam giác, bằng cách so sánh với tín hiệu mang thông thường là các tín hiệu hình sin ba pha để tạo ra tín hiệu logic

Hình 3.7: Sơ đồ nguyên lý điều chế độ rộng SinPWM [3]

Tín hiệu này được phát ra nhằm thực hiện việc đóng cắt tức thời các bóng van công suất, điều khiển bằng tín hiệu mang không đổi và điện áp tập trung sóng hài xung quanh tần số chuyển mạch.

Hàm điều chế cho nghịch lưu ba pha theo phương pháp SinPWM có dạng: sin( t) sin( t 2 )

Trong đó: M là hệ số điều chế, trong khoảng từ 0 đến 1, đƣợc xác định dựa

Dải tuyến tính hẹp là một giới hạn cho bộ điều chế sóng mang sử dụng PWM hình sin vì hệ số điều biên là: max 0, 785

, Vùng quá điều biên là khi M  M max

Điều biên hoạt động như một bộ khuếch đại công suất trong vùng đặc tính không tuyến tính Tần số góc điện áp cần điều chế được xác định qua hàm điều chế SinPWM, có dạng hình sin Để tạo ra xung PWM cho việc đóng mở các van nghịch lưu, hàm điều chế m sẽ được so sánh với sóng mang tam giác cân có biên độ từ -1 đến 1.

3.2.2 Phương pháp điều chế hình sin dùng sóng mang với tín hiệu thứ tự không (ZSS)[3]

Nếu điểm trung tính ở phía xoay chiều của bộ biến đổi N không kết nối với điểm trung 0 của phía một chiều, pha của dòng điện sẽ chỉ phụ thuộc vào sự chênh lệch điện áp giữa các pha Điều này cho phép thêm một tín hiệu thứ tự không (ZSS) với tần số sóng hài bậc ba mà không gây nhiễu điện áp pha.

U U U ) và không ảnh hưởng đến giá trị của tải Do vậy, nhấp nhô dòng và tham số bộ điều chế khác có thể mở rộng vùng tuyến tính đến

Giảm tần số đóng cắt trung bình làm thay đổi dòng điều hòa thông qua tín hiệu thứ tự không ZSS Thêm vào đó, chuỗi tín hiệu không xảy ra giữa điểm N và điểm O cho thấy rằng điện áp U NO có thể tương thích với điện áp U ao, U bo và U co.

3.2.3 Phương pháp điều chế vector không gian (SVM)[1]

Sơ đồ mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha bao gồm ba cặp van bán dẫn, tạo ra tám trạng thái u1, u2, u3, u4, u5, u6, u7, u8 để đóng cắt các van Mỗi trạng thái này cho phép thu được một vector điện áp xác định, với biên độ các vector chuẩn điều bằng 2/3U dc và các góc pha lệch nhau một góc π/3 Hai vector u0 và u7 có biên độ bằng không, dẫn đến tổng cộng 8 vector điện áp cố định, được gọi là 8 vector biên chuẩn.

Hình 3.8: Bảng các vetor chuẩn

Phương pháp điều chế vector không gian sử dụng vector điện áp u_s, được điều chế dựa trên các vector chuẩn u_0, u_1, u_2, u_3, u_4, u_5, u_6, u_7 Khi vector u_s nằm trong một sector cụ thể, nó sẽ được tổng hợp từ hai vector biên của sector đó và một trong hai vector không Độ lớn và góc của vector u_s phụ thuộc vào thời gian thực hiện các vector biên và vector không Các vector chuẩn chia toàn bộ không gian vector thành các góc phần sáu đều nhau, như minh họa trong hình 3.8.

Hình 3.9: Vị trí vector chuẩn trên hệ tọa độ  

Mục tiêu của phương pháp là xác định thời gian đóng cắt các vector chuẩn trong từng vùng Việc tính toán thời gian thực hiện các vector biên (u p, u t) và vector không được thực hiện theo các quy trình cụ thể.

Trong thời gian chu kỳ T cy ( tần số PWM)

*Khi 0  60 (tương ứng với sector, S = 1)

Hình 3.10: Tính toán khi u s ở Sector 1

3 cy p dc t dc cy t dc

Hay từ (3.5.b) ta có sin( ) sin( ) 3

3 3 2 3 t cy cy cy cy dc dc dc dc

Thay phương trình (3.6) vào (3.5.a) Ta có s s

U sin( ).cos( / 3) 2 U cos( ) sin( / 3) 3 cy cy p dc

3 3 2 3 p cy cy cy cy dc dc dc dc

Từ các phương trình thu được ở (3.6) và (3.10) ta có:

* Khi góc ở Sector = 2, 3, 4, 5, 6 tính tương tự thu được công thức tổng quát [16]:

Tính toán được góc xác định được Sector có nhiều phương pháp xác định Xác định

Sector dựa vào xác định dấu điện áp đầu vào u a , u b , u c nhƣ hình 3.11, hình 3.12

Phương pháp này là các xác định nhanh vì không cần chuyển sang hệ trục tọa độ khác

Hình 3.11: Mối quan hệ giữa các Sector và điện áp tức thời u a , u b , u c

Hình 3.12: Sơ đồ xác định Sector dựa vào u a , u b , u c

Sau khi tính toán đƣợc các sector và T p , T t và T o , Ta tính đƣợc hàm điều chế d nhƣ bảng sau [16]:

Hình 3.13: Bảng xác định T p , T t và T o

Hàm điều chế sau khi tính toán có dạng

Hình 3.14: Hàm điều chế nghịch lưu ba pha theo theo phương pháp SVM

Quá trình thực hiện thuật toán SVM bắt đầu với việc xác định biên độ và góc pha của vector điện áp tham chiếu Các điện áp đầu vào ua, ub, uc được chuyển đổi thành các thành phần điện áp u s α và u s β Biên độ và góc của vector điện áp tham chiếu được tính toán dựa trên các công thức cụ thể.

Có nhiều cách tính Sector:

Điện áp đầu vào u a, u b, u c được sử dụng để xác định vị trí của điện áp tham chiếu trong một sector cụ thể Quá trình xác định sector này được thực hiện theo thuật toán được mô tả trong hình 3.11 và hình 3.12.

* Xác định Sector dụa việc tính góc rồi tính ra vùng Sector c Xác định T p , T t , T o

Tính toán thời gian thực hiện các vector biên (u p , u t ) và vector không

Thời gian thực hiện các vector biên và vector không đƣợc tính toán theo các công thức (3.11) d Các định hàm điều chế d

Theo bảng hình 3.13 ta xác định hàm điều chế d

Phương pháp điều chế SVM có nhiều ưu điểm so với SinPWM, đặc biệt là biên độ điện áp cực đại có thể điều chế theo SVM đạt U dc / 3, lớn hơn U dc / 2 của SinPWM Hơn nữa, dòng điện ra từ nghịch lưu theo SVM có tổng độ méo sóng hài thấp hơn so với SinPWM Do đó, SVM thường được ưa chuộng trong các hệ truyền động yêu cầu chất lượng cao.

Thiết kế tổng hợp bộ điều khiển cho động cơ SPM

Đối tựợng điều khiển là động cơ SPM có thông số nhƣ sau:

Số đôi cực P n = 4, Điện trở R s =1,3 () , Từ thông rotor r = 0,082 (Wb),

L sd = 4(mH), L sq = 4(mH), J = 0,4.10 3 (kg.m 2 ),Tốc độ  r đm0(rad/s), m Mđm =5,6Nm, I smax (A)

Quan hệ điện áp, dòng điện trong hệ d q [1]: sd sd s sd sd s sq sq iq sq s sq sq s sd sd s p u R i L di L i dt u R i L d L i dt

M 2 n r sq sq sd sd sq m  p  i i i L L  (3.14) Phương trình động học:

Trong đó: u sd , u sq là điện áp theo trục d, q;

R s là điện trở phần ứng;

L sd , L sq : là điện cảm dọc trục và ngang trục d, q; r : từ thông rotor; i sd , i sq : là dòng điện theo trục d, q;

P n là số đôi cực; ɷ r và ɷ s là tốc độ quay của rotor, tốc độ điện; ɷ s = P n ɷ r ; m C và m M là mômen cản và mômen của động cơ;

J là moment quán tính của động cơ;

( ) sd s sd d s sq sq sq s sd sq s sd sd s r u R sL i L i u R sL i L i

 (3.16) Đặt các hằng số thời gian, sd sd , sq sq s s

K  R là hệ số khuếch đại của hàm truyền đối tƣợng

Tính toán điện áp một chiều cần cấp tối thiếu cho bộ biến đổi: Điều khiển FOC khi đó : sd 0

 i s max  i sq 2 i sd 2 i sq max 12A

Từ phường trình (3.16) ta có : sd s sq sq sq s sq s r u L i u R i

 d d : hệ số điều chế , chọn hệ số điều chế lớn nhất của bộ SVPWM d=0,907 d 3 3.69, 6 133

3.3.1 Thiết kế tổng hợp bộ điều khiển cho động cơ

Phương pháp điều khiển định hướng theo từ thông rotor (FOC) dựa trên việc điều khiển vector dòng điện, bao gồm cả biên độ và góc pha Hệ thống điều khiển này có hai mạch vòng: mạch vòng điều khiển dòng điện và mạch vòng tốc độ Việc lựa chọn bộ điều khiển và các tham số là nhiệm vụ quan trọng trong thiết kế hệ thống điều khiển cho động cơ Thiết kế mạch vòng dòng điện là bước đầu tiên trong quá trình này.

Thành phần dòng điện trên hai trục d-q có sự tương tác qua các yếu tố như ω s L sq i sq và ω s r, như thể hiện trong hình 3.14 Do đó, bộ điều khiển dòng điện cần bổ sung thành phần bù xen kênh để đảm bảo rằng hai dòng điện được điều khiển một cách độc lập.

Hình 3.15: Mô tả cấu trúc bộ điều khiển dòng điện có bù xen kênh

Khi áp dụng bộ bù tách kênh, ảnh hưởng của các thành phần ω s L sq i sq lên nhánh d và ω s L sd i sd +ω s r lên nhánh q đã được loại bỏ Điều này cho phép hai nhánh d và q được điều khiển độc lập thông qua các bộ điều khiển riêng biệt R ỉd và R ỉq.

Sơ đồ mạch vòng dòng điện tổng quát cho cả hai nhánh d, q nhƣ sau:

Hình 3.16: Sơ đồ mạch vòng dòng điện

Cấu trúc bộ điều khiển dòng điện R ỉd và R ỉq đƣợc sử dụng là bộ PI, hàm truyền tổng quát đƣợc mô tả theo công thức sau: p 1 ii i i pi i

Sơ đồ mạch vòng dòng điện tổng quát cho cả hai nhánh d, q đƣợc biểu diễn theo

Trong hệ thống điều khiển, T PWM là hằng số thời gian của hàm truyền bộ PWM, trong khi T sỉ là hằng số thời gian của khâu cảm biến đo dòng điện Hàm truyền đạt trong hệ hở của mạch vòng điều khiển rất quan trọng để đảm bảo hiệu suất hoạt động của hệ thống.

T PWM và T si là những hằng số thời gian nhỏ, do đó ta có thể xấp xỉ thành:

    (3.19) Để nâng cao chất lƣợng đáp ứng dòng điện ta cần bù hằng số thời gian lớn T s , suy ra p s i

K  (3.20) Khi đó hàm truyền hệ hở có dạng:

  (3.21) Khi đó hàm truyền hệ kín có dạng:

hi ki hi PWM si s i S i

Hệ kín mạch vòng dòng điện có thể được chuyển đổi thành khâu dao động bậc hai tổng quát, nhờ vào đặc tính mong muốn của nó Dạng chuẩn của khâu dao động bậc hai là một cấu trúc quan trọng trong lĩnh vực này.

Trong đó: D là hệ số tắt dần,  là tần số dao động tự nhiên

Cho G kị = [F] ta rút ra đƣợc:

Rút phương trình thứ hai rồi thế vào phương trình thứ nhất của (3.24) ta được phương trình:

Từ đây ta có thể tính đƣợc các hệ số K p , K i của bộ điều khiển dòng điện

T T T Suy ra, bộ điều khiển tìm đƣợc là:

PWM PWM s si s si iq sq

Do cấu tạo động cơ SPM nên bộ điều khiển dòng điện thiết kế R id ,R iq giống nhau

Hình 3.17: Ảnh hưởng của hệ số tắt dần đến chất lượng hệ thống

Hệ số tắt dần D sẽ ảnh hướng đến đáp ứng của hệ thống Khi cho D thay đổi từ

Khi thay đổi D từ 0 đến 4 với bước 0,8, đồ thị thể hiện rằng với D > 1, đáp ứng có dạng khâu quán tính bậc nhất và thời gian xác lập tăng khi D tăng Ngược lại, với D < 1, đáp ứng có độ quá điều chỉnh, và khi D tiến dần về 0, độ quá điều chỉnh càng lớn, dẫn đến hệ thống bị mất ổn định khi D = 0 Do đó, giá trị của D có thể được tùy chọn để đạt được đặc tính hệ thống mong muốn.

Mạch vòng dòng điện là mạch vòng trong Do vậy, nó sẽ là một phần đối tƣợng điều khiển của mạch vòng tốc độ

Hình 3.18: Sơ đồ mạch vòng tốc độ

Hàm truyền hệ kín của mạch vòng dòng điện sau khi tính toán bộ điều khiển:

Xấp sỉ G ki sẽ trở thành

Hàm G là một khâu quán tính bậc nhất với hằng số thời gian T i, từ đó chúng ta có thể xây dựng cấu trúc mạch vòng tốc độ như trong Hình 3.17, trong đó T sw đại diện cho hằng số thời gian của khâu cảm biến đo tốc độ.

Đối tượng mạch vòng tốc độ có dạng khâu tích phân quán tính bậc nhất, cho phép tính toán bộ điều khiển tốc độ bằng phương pháp tối ưu đối xứng Các tham số Kp và Ki của bộ điều khiển tốc độ Rω được xác định theo công thức cụ thể.

Hệ số a được xác định từ độ quá điều chỉnh mong muốn của hệ kín, với giá trị a càng lớn thì độ quá điều chỉnh càng nhỏ Nếu a nhỏ hơn 1, hệ kín sẽ trở nên không ổn định Trong hàm truyền của bộ điều khiển, sự xuất hiện của thành phần vi phân trong đa thức tử số dẫn đến việc đáp ứng có độ quá điều chỉnh lớn Do đó, cần sử dụng thêm khâu tiền xử lý với hàm truyền phù hợp để cải thiện hiệu suất.

G TXL (s)= 1+4.T 1 ω s (3.34) Tính toán bộ điều khiển bằng chương trình Matlab tính toán được như sau:

Bộ điều khiển dòng điện isd:

Tính đƣợc K i1 = 962,9 , K p1 =2,963 ip pi K ii 2,963 962,9

Bộ điều khiển dòng điện isq:

Tính đƣợc K i2 = 962,9, K p2 = 2,963 iq pi K ii 2,963 962,9

Bộ điều khiển tốc độ:

3.3.2 Mô phỏng và kết quả

Mô phỏng điều khiển động cơ SPM trong Matlab/Simulink Mô phỏng hệ thống điều khiển động cơ SPM theo phương pháp FOC

Hình 3.19: Mô phỏng hệ thống điều khiển động cơ SPM theo phương pháp FOC

Mô phỏng động cơ chạy chế độ định mức ɷ r 0rad/s, moment =5.6Nm

Hình 3.20: Đáp ứng tốc độ Hình 3.21: Đáp ứng tốc độ moment

Mô phỏng với lượng đặt tốc độ (tốc độ cơ) và moment tải thay đổi

Tại thời điểm ban đầu, tốc độ được đặt ở mức 60 rad/s với moment tải bằng 0 Nm Sau 0,25 giây, tốc độ được giữ nguyên và moment tải được đóng ở mức 1 Nm Tiếp theo, vào thời điểm 0,4 giây, tốc độ được tăng lên mức định mức 150 rad/s trong khi moment tải vẫn giữ nguyên Cuối cùng, tại thời điểm 0,55 giây, tốc độ được duy trì ở mức định mức và moment tải được tăng lên 3 Nm.

Hình 3.22:Đáp ứng tốc độ Hình 3.23: Đáp ứng tốc độ moment

Hình 3.24: Đáp ứng dòng điện i a ,i b ,i c Hình 3.25: Đáp ứng dòng i d ,i q

Hình 3.26 Đáp ứng góc Hình 3.27: Đáp ứng điện áp u α u β

Hình 3.28: Đáp ứng hàm điều chế Hình 3.29: Đáp ứng hàm điều chế

Khi khởi động hoặc tăng tốc động cơ, tốc độ động cơ nhanh chóng đạt giá trị đặt với thời gian quá độ ngắn và độ quá điều chỉnh nhỏ hơn 11% Tuy nhiên, tại các thời điểm đóng tải, tốc độ giảm gần 30%, có thể cải thiện độ sụt tốc bằng cách giảm hệ số a và tăng hệ số K ịW, mặc dù điều này làm tăng giá trị dòng xung đỉnh Moment đáp ứng nhanh với biên độ đập mạch nhỏ khoảng 4%, có thể nâng cao chất lượng đáp ứng bằng cách giảm hệ số tắt dần D và tăng hệ số K ị của bộ điều khiển dòng điện, giúp cải thiện phản ứng dòng d-q và giảm sai lệch tĩnh Tuy nhiên, điều này dẫn đến yêu cầu điện áp điều khiển cao hơn, dễ vượt qua điện áp định mức, gây mất ổn định Trong chế độ định mức, bộ điều khiển dòng điện và tốc độ hoạt động hiệu quả.

ĐIỀU KHIỂN KHÔNG DÙNG CẢM BIẾN |ĐỘNG CƠ NAM CHÂM VĨNH CỬU BỀ MẶT (SPM)

Đặt vấn đề

Nghiên cứu hệ thống điều khiển động cơ đồng bộ không dùng cảm biến tốc độ có ý nghĩa thực tiễn cao, giúp tối ưu hóa hiệu suất sử dụng động cơ trong các hệ thống truyền động điện công nghiệp Hệ thống này không chỉ giảm độ phức tạp mà còn hạ thấp chi phí bảo trì và vận hành, đồng thời khắc phục những hạn chế của động cơ một chiều như tỷ lệ hư hỏng cao và chi phí bảo dưỡng đắt đỏ.

Có các phương pháp để tính toán, ước lượng tốc độ được liệt kê như sau:

• Tổng hợp trực tiếp từ các phương trình trạng thái

• Phương pháp trực tiếp từ từ thông

• Phương pháp tính toán từ sức điện động

• Phương pháp theo mô hình quan sát trượt SMO

• Phương pháp theo mô hình quan sát (MRAS)

• Phương pháp sử dụng bộ lọc Kalman mở rộng (EKF)

• Đƣa tín hiệu phụ có tần số cao…

Các phương pháp ước lượng tốc độ và vị trí động cơ SPM

Nhiều nghiên cứu đã áp dụng phương pháp EKF để ước lượng tốc độ và vị trí cho động cơ, sử dụng các mô hình như d q hoặc α-β Phương pháp này rất hiệu quả trong trường hợp động cơ chịu tác động của những nhiễu bên ngoài không đo lường được Tuy nhiên, do tính toán phức tạp và sự tồn tại của các ma trận toán hạng lớn, thời gian tính toán của phương pháp này thường lâu hơn.

Phương pháp ước lượng MRAS cho kết quả tốt ở dải tốc độ cao, nhưng gặp hạn chế ở tốc độ rất thấp và gần bằng không, do khả năng chống nhiễu kém Mặc dù phương pháp MRAS có tính toán đơn giản và nhanh hơn, nhưng hiệu quả vẫn cần được cải thiện.

Trong đề tài do thời gian tác giả đã tập chung tìm hiểu kỹ về phương pháp MRAS

4.2.1 Phương pháp trực tiếp từ phản hồi sức điện động

Phương pháp này sử dụng thông tin từ vị trí tương đối và sự thay đổi biên độ của sức điện động Bằng cách tính toán vòng hở và sức điện động dựa trên các đại lượng đo lường điện áp và dòng điện, chúng ta có thể xác định sức điện động phản hồi một cách chính xác.

Từ trên ta có thể tính đƣợc vị trí:

Phương pháp này có những hạn chế khi hoạt động ở dải tốc độ thấp, không đạt hiệu quả tốt Mặc dù đơn giản, nhưng nó phụ thuộc vào độ chính xác trong việc đo lường điện áp, dòng điện và các thông số của động cơ, điều này có thể dẫn đến sai số trong quá trình tính toán.

4.2.2 Phương pháp tính toán từ từ thông Ở trạng thái ổn định khi đó d = 0, d = 0, Vetor từ thông và stator là đồng bộ, do đó vị trí và góc của từ thông stator có thể tính toán, góc của từ thông rotor có thể xác định Thành phần điện áp và dòng điện trong hệ tọa độ cố định

Từ trên ta có thể tính đƣợc vị trí nhƣ sau:

Độ chính xác của phương pháp dựa trên từ thông phụ thuộc vào chất lượng của việc tính toán hoặc đo lường điện áp và dòng điện Để tính phân, cần xác định điều kiện đầu một cách chính xác Phương pháp này phát huy hiệu quả tốt nhất khi động cơ hoạt động ở trạng thái ổn định.

4.2.3 Phương pháp mô hình quan sát trượt SMO

Mô hình động cơ viết trên hệ tọa độ α-β

Trong đó e [ ] =[ ] [ ] Trong bộ mô hình quan sát phi tuyến, sử dụng để ƣớc tính vị trí của động cơ,

Bộ SMO là bộ quan sát phi tuyến, đầu vào là hàm của sai số giữa giá trị ƣớc tính và đầu ra đo lường

Hình 4.1: Mô hình cấu trúc bộ ước lượng tốc độ mô hình quan sát trượt SMO

, z  z  là đầu ra của bộ điều khiển Bang-Bang s s s s

Cấu trúc bộ ước lượng tốc độ SMO bao gồm tần số cắt lọc thông thấp LPF và hệ số đóng cắt switching, với hàm dấu sign Bề mặt trượt được thiết kế theo công thức S=[ ̂ ̂ ], và hệ số k được lựa chọn từ các giá trị s.

Vậy để hệ thống ổn định ( ) dV x 0 dt  thì

Phương pháp MRAS là một kỹ thuật ước lượng tốc độ động cơ dựa trên mô hình quan sát, trong đó động cơ được coi như một mô hình mẫu chuẩn.

Mô hình quan sát luôn luôn đƣợc hiệu chỉnh để gần giống với mô hình mẫu chuẩn

Sự điều chỉnh giữa mô hình quan sát và mô hình mẫu chuẩn được thực hiện khi có sai lệch trạng thái, dẫn đến việc bộ ước lượng điều chỉnh các tham số trong mô hình quan sát cho đến khi chúng gần như tương đồng Khi đó, các tham số hệ thống, bao gồm tốc độ, giữa hai mô hình sẽ trở nên giống nhau, cho phép tốc độ được ước tính chính xác Do đặc điểm phi tuyến của đối tượng, việc thiết kế bộ ước tốc độ theo phương pháp này cần đảm bảo tính ổn định, và phương pháp Lyapunov được sử dụng để thực hiện các tính toán cần thiết.

Hình 4.3: Tổng quát cấu trúc bộ điều khiển không cảm biến trên mô hình MRAS a Định nghĩa nguyên lý ổn định Lyapunov[4]

Điểm cân bằng của hệ thống được xác định là trạng thái xe hiện tại khi không có kích thích (u=0), tại đó sự thay đổi của hệ không xảy ra (dx/dt = 0) Điểm cân bằng x e chính là nghiệm của phương trình f(x, u) = 0, trong đó f(x) = 0.

Hệ cân bằng tại gốc toạ độ x e =0 (cân bằng tại gốc tọa độ)

Giả sử hệ (4.17) đang ở trạng thái cân bằng tại x e = 0, nhưng bị tác động tức thời không mong muốn khiến nó rời khỏi điểm này và chuyển đến một trạng thái x 0 nào đó.

Khi đó hệ đƣợc gọi là:

- Ốn định tại 0 nếu nó tự quay về một lân cận nào đó của 0 (không kích thích u)

- Ốn định tiệm cận nếu nó tự quay về điểm 0

Miền trạng thái chứa gốc tọa độ ký hiệu là O hệ ổn định với x0 O bất kỳ trong đó, đƣợc giọi là miền ổn định b Tiêu chuẩn ổn định yapunov[4]

Hệ (4.17) cân bằng tại gốc tọa độ ổn định Lyapunov tại 0 với miền ổn định O nếu:

Trong O tồn tại hàm xác định dương V(x), tức là V(x)>0 với x ≠ 0 và

Hàm V(x)=0 tương đương với x=0, và đạo hàm của nó có giá trị không dương trong miền O, tức là dV/dt ≤ 0 với mọi x thuộc O (4.18) Hệ thống được coi là ổn định tiệm cận Lyapunov tại điểm 0 nếu thỏa mãn điều kiện dV/dt ≤ 0 với mọi x thuộc O và x khác 0 (4.19) Bên cạnh đó, mô hình quan sát Uenberger được áp dụng cho động cơ SPM.

Sử dụng mô hình trạng thái động cơ ở phương trình (2.38) như một mô hình mẫu và (4.20) và (4.21)

] là vector đầu ra ̇ [ d dt d dt

] là ma trận hệ thống, [

] là ma trận đầu vào, * 0

+ là ma trận đầu ra

Ta sử dụng mô hình quan sát Luenberger nhƣ sau[1]: ̇̂ ̂ ̂ ( ̂ ) (4.23)

Trong bài viết này, các giá trị mang dấu ^ được xác định là các giá trị quan sát được, trong khi động cơ đóng vai trò là mẫu chuẩn Giá trị ước lượng của tốc độ ɷ̂ sẽ điều chỉnh ma trận ̂ K, đây là ma trận trọng số nhằm bù đắp sai lệch giữa các thông số thực của động cơ và các thông số trong mô hình quan sát Mục tiêu là làm cho mô hình quan sát mô tả các thông số của động cơ một cách chính xác nhất.

Phương trình sai lệch trạng thái giữa động cơ và mô hình quan sát được tính dựa vào [1] công thức (4.24) và (4.25) nhƣ sau:

Trừ hai phương trình (4.24) và (4.25) cho nhau ta có: ̇ ̇̂ ̂ ̂ ( ̂ ) ̇ ̇̂ ̂ ̂ ( ̂ ) ̇ ̇̂ ̂ ̂ ̂ ̂ ( ̂ ) ̇̃ ̂ ̂ ̂ ( ̂ ) ̂ ( ̂) ̂ ̂ ̂ (4.26) d Ước lượng tốc độ

Nếu các tham số R s của động cơ không thay đổi trong quá trình hoạt động, thì trong mô hình động cơ, chỉ có ma trận A phụ thuộc vào tốc độ quay Do đó, cần phải cung cấp giá trị đo hoặc tính toán được của tốc độ để đảm bảo tính chính xác của mô hình.

Hình 4.4: Mô hình ước lượng theo mô hình mẫu quan sát uenberger Định nghĩa các sai lệch : ̇̃ ̇ ̇̂, ̃ ̂ (4.27) ̂ = (4.28) ̂ (4.29)

Để đảm bảo tính ổn định trong sai lệch trạng thái giữa mô hình quan sát và động cơ, cần áp dụng nguyên lý ổn định Lyapunov trong thiết kế Hàm V(x) được lựa chọn sao cho bao gồm cả sai lệch trạng thái e và sai lệch tham số ∆ω.

Chọn hàm Lyapunov nhƣ sau[1]: ̂ (4.32)

Trong đó:  là hằng số dương

V(x) là hàm xác định dương, đạo hàm bậc nhất phương trình (4.32) ta có:

(4.33) Thay vào phương trình (4.26) ta có: ̂ ( ̂) ̂ ̂ ̂ và

] Thay vào phương trình (4.35) ta có:

[ ω s sd sq e isq ω s sq e isd

* ω s sd sq e isq ω s sq sd e isd + *i ̂ sd î sq +

(4.36) Thay ̂ ; ̂ vào phương trình (4.36) ta có:

2 ∆ω s [î sd i sq L L sd sq- i sd î sq L sq

L sd +i ̂ sd î sq ( L L sq sd- L sd