Do được tạo thành từ các thành phần nhân tạo, các giá trị điện thẩm và từ thẩm trong MM được thiết kế một cách hiệu quả mang lại sự kết hợp trở kháng hoàn hảo xảy ra đồng thời với cộng hưởng điện và từ mạnh. Nhờ vậy, môi trường hiệu dụng với độ tổn hao lớn được tạo ra tại một đỉnh, đa đỉnh hay trên dải rộng trong dải từ tần số vô tuyến đến khả kiến [62]. Đến nay, lĩnh vực nghiên cứu các MA đặc biệt được quan tâm bởi khả năng tương thích cao trong các ứng dụng dân sự và quân sự. Chúng thường được nghiên cứu chế tạo bằng cách kết hợp các cấu trúc cộng hưởng với nhiều hình dạng khác nhau trong một ô siêu đơn vị [63] hoặc sử dụng cấu trúc dị hướng [64].
Bên cạnh đó, hiện tượng chuyển đổi phân cực [polarization conversion (PC)] dựa trên MM hiện cũng là một tính chất đáng chú ý có thể được khai thác cho các ứng dụng trong tương lai [65]. Hiệu ứng phân cực được coi là một trong những tính chất cơ bản của sóng điện từ và thường được định hướng ứng dụng trong truyền dẫn tín hiệu và cảm biến. Chúng cũng được sử dụng cho các mục đích khác nhau như radar phân cực kép, đo độ phân cực, vận chuyển sợi quang và truyền thông đa hướng (MIMO – multi input / multi output) [66]. Thực tế, các vật
liệu tự nhiên cũng có khả năng vận dụng tính phân cực của sóng điện từ, nhưng không thích hợp để tích hợp vào thiết bị thực tế do kích thước cồng kềnh của chúng. Nhằm khắc phục hạn chế này, các MM được cải tiến để có thể tạo ra các máy biến áp phân cực dựa trên các lớp siêu mỏng mà vẫn nhạy với trạng thái phân cực của sóng tới. Mục đích chính của máy biến áp phân cực dựa trên MM là khả năng tác động lên tính phân cực tuyến tính. Điều này có thể đạt được nhờ vào tính chất quang [67], độ chọn lọc phân cực [68] và cấu trúc dị hướng [64]. Trong số đó, cấu trúc MM chiral sở hữu tính chất quang có thể quay mặt phẳng phân cực liên quan đến quá trình truyền dẫn. Do đó, với một cấu trúc MM thích hợp được thiết kế để chọn lọc phân cực có thể tạo ra khả năng kỳ lạ như phản xạ hoặc truyền qua hoàn toàn sóng điện từ tới tùy thuộc vào trạng thái phân cực của nó. Tương tự như vậy, sự chuyển đổi phân cực gần như hoàn toàn cũng có thể thu được từ các MM không đẳng hướng do sự lệch pha phản xạ trong hai phân cực trực giao. Tính đến nay, rất nhiều vật liệu PC và vật liệu hấp thụ khác nhau dựa trên MM đã được đề xuất nhằm đạt được hoạt động tại một tần số, đa dải tần hay trên dải tần rộng [69]. Tuy nhiên, hầu hết các thiết bị dựa trên MM này vẫn bị giới hạn ở một chế độ hoạt động duy nhất chỉ cho phép hấp thụ hoặc chuyển đổi phân cực chứ không thể chuyển đổi hoặc khó chuyển đổi hai trạng thái này trong thực tế. Do đó, các vật liệu đa chức năng, chuyển đổi linh hoạt giữa hấp thụ và PC có tiềm năng ấn tượng cho các lĩnh vực đa dạng như lưu trữ năng lượng mặt trời, cảm biến, chuyển đổi phân cực tích hợp, chuyển đổi phân cực, giảm RCS (tiết diện radar) và phát hiện quang [70-72].
Hướng tới các thiết bị có thể điều chỉnh, thông minh và đa chức năng, luận văn xây dựng chức năng chuyển đổi giữa trạng thái hấp thụ và PC trong cấu trúc MM bằng cách tích hợp đi-ốt biến dung. Trong đó, các đi-ốt được tích hợp trên cấu trúc cộng hưởng của MM và được điều chỉnh bằng điện áp ngoài nhằm cho phép chuyển đổi giữa khả năng hấp thụ và khả năng chuyển đổi phân cực 90o.
Cấu trúc MM được đề xuất, gọi là cấu trúc MM tích hợp, với ô đơn vị được tối ưu hóa như thể hiện trong Hình 3.13(a). Mô hình này bao gồm ba lớp, trong
đó hai lớp kim loại đồng được ngăn cách bởi vật liệu điện môi FR4 có độ dày t. Độ điện thẩm tương đối của FR4 là 4,3 với hệ số tổn hao là 0,025. Vật liệu đồng với độ dẫn điện 𝜎 = 5,96 × 107 S/m được chọn sử dụng cho hai lớp kim loại trên và dưới. Trong trường hợp này, lớp phía dưới là một tấm đồng liên tục trong khi mặt trên là cấu trúc kim loại với các đi-ốt biến dung tích hợp trong khe hở bên phải. Ý tưởng chính về thiết kế là sự kết hợp của các tụ điện gộp trên bề mặt được tối ưu hóa (để kiểm soát tổng điện dung hiệu dụng, C) nhằm đạt được cộng hưởng từ mạnh và phối hợp trở kháng hoàn toàn trong dải tần số mong muốn. Bên cạnh đó, đối với chế độ PC, luận văn đã thiết kế một giải pháp hiệu quả với một đường tiếp điện (nằm ở vị trí cụ thể trên bề mặt) để đảm bảo điều chỉnh điện của các đi- ốt gộp.
Hình 3.13. Thiết kế của ô đơn vị được đề xuất với các tham số tối ưu L = 29,5; a = 27; b = 12; d = 5; s = 1,2; m = 0,5; h = 0,5; t = 1,2 và tm = 0,035 mm. (b) Cấu hình đo tương ứng bằng cách sử dụng Máy phân tích mạng vectơ ZNB20
(1 – 18 GHz).
Để thiết kế một thiết bị MM tích hợp có thể điều chỉnh được, các đi-ốt biến dung được ưu tiên sử dụng vì điện dung của chúng có thể thay đổi bằng cách áp điện áp phân cực DC. Đi-ốt biến dung SMV2019-079LF sản xuất bởi Skywork
được sử dụng trong nghiên cứu này. Điện dung của nó thay đổi từ 2,31 đến 0,24 pF, vì điện áp phân cực DC ngược được áp qua các đường tiếp điện thay đổi từ 0 đến -19 V [73]. Mô hình mạch tương đương của đi-ốt tích hợp được thể hiện trong Hình 3.13(b). Các giá trị hiệu dụng được điều chỉnh (R, L và C) được thể hiện
trong Bảng 3. Trong mô phỏng, các đi-ốt biến dung gộp được mô hình hóa như một chuỗi mạch (bao gồm R, L và C) cho đơn giản.
Bảng 3. Thông số mạch hiệu dụng cho đi-ốt biến dung SMV2019-079LF.
Điện áp ngược (V) C (pF) R (Ω) L (nH) 0 2,31 4,51 0,7 -4 0,84 4,04 0,7 -7 0,55 3,66 0,7 -11 0,38 3,18 0,7 -14 0,31 2,86 0,7 -16 0,27 2,65 0,7 -19 0,24 2,38 0,7
Mô phỏng được thực hiện bởi phần mềm CST Microwave Studio. Tần số được mô phỏng từ 2,0 đến 7,0 GHz. Các ô đơn vị có điều kiện biên tuần hoàn được sử dụng cho hướng 𝒙(𝑯) và 𝒚(𝑬). Vectơ điện trường của sóng EM tới được định hướng dọc theo trục 𝒖 nghiêng một góc 𝜑 = 45𝑜 so với trục 𝒚 như thể hiện trong Hình 3.13(a). Ma trận phản xạ (𝑅) mô tả biên độ phản xạ của sóng EM bức xạ từ cấu trúc có thể được biểu diễn [71]
𝑅 = (𝑅𝜈𝜈 𝑅𝜈𝑢
𝑅𝑢𝜈 𝑅𝑢𝑢). (3.3)
Hệ số 𝑅𝑙𝑚 = |𝐸𝑟𝑙| ⁄ |𝐸𝑖𝑚| được định nghĩa là hệ số phản xạ của sóng phản xạ phân cực 𝑙 vì sóng EM tới là một kích thích phân cực m. Trong trường hợp này, sóng tới EM là một trạng thái phân cực u, như vậy chỉ có hai đại lượng đáng chú ý là hệ số phản xạ phân cực đồng trục (𝑅𝑢𝑢) và hệ số phản xạ phân cực vuông góc (𝑅𝜈𝑢) cần được xem xét. Đặc biệt, để đánh giá hiệu quả chuyển đổi phân cực, hệ
số chuyển đổi phân cực [polarization-conversion ratio (PCR)] được sử dụng với định nghĩa là [74]
𝑃𝐶𝑅 = |𝑅𝜈𝑢|2
|𝑅𝑢𝑢|2 + |𝑅𝜈𝑢|2. (3.4)
Vì lớp dưới cùng là một mặt phẳng kim loại liên tục nên không có sóng truyền qua cấu trúc đề xuất. Tuy nhiên, do sóng phản xạ thể hiện cả sóng phân cực 𝒖 và 𝒗, sự hấp thụ tổng thể của cấu trúc MM được tính theo công thức:
𝐴(𝜔) = 1 − |𝑅𝑢𝑢|2− |𝑅𝜈𝑢|2. (3.5)
Trong nghiên cứu này, một mẫu chế tạo gồm các ô đơn vị 8 × 8 được chế tạo bằng phương pháp quang khắc và hàn. 𝑅𝑢𝑢 và 𝑅𝜈𝑢 đo được bằng cách sử dụng hệ đo Vector Network Analyzer (VNA) ZNB20 gắn với một cặp ăng ten thu – phát như thể hiện trong Hình 3.13(b).
Hình 3.14. Trong chế độ hấp thụ, các kết quả mô phỏng của (a) hệ số phản xạ phân cực đồng trục và phân cực vuông góc; (b) hấp thụ đối với MM tích hợp ở
điện áp phân cực 0 V và (c)-(d) các tham số tương ứng của cấu trúc MM tương đương với hai rãnh cắt trên bề mặt.
Mô phỏng các hệ số phản xạ của MM tích hợp đề xuất mà không có bất kỳ điện áp phân cực nào được minh họa trong Hình 3.14. Bằng cách thay thế các hệ số phân cực đồng trục và phân cực vuông góc từ Hình 3.14(a) vào phương trình (3.5), phổ hấp thụ được tính toán và trình bày trong Hình 3.14(b). Phổ hấp thụ thể hiện hai cực đại cộng hưởng tại 3,5 và 5,5 GHz với độ hấp thụ lần lượt là 90,3% và 89,6%. Kết quả này cho thấy trong trường hợp không có điện áp phân cực, MM tích hợp hoạt động như một bộ hấp thụ. Cơ chế hấp thụ được giải thích bằng cách sử dụng cấu trúc MM tương đương với hai rãnh cắt trên bề mặt mà không có bất kỳ đi-ốt biến dung nào như thể hiện trong Hình 3.14(c). Có thể thấy, MM tích hợp ở điện áp phân cực 0 V (với điện dung cao nhất) thu được sự hấp thụ hai dải
tần, gần tương tự như sự hấp thụ gây ra bởi cấu trúc phẳng MM tương đương với hai rãnh cắt ở vòng hình vuông bên ngoài.
Hình 3.15. Trong chế độ PC, (a) mô phỏng hệ số phản xạ Rvu và Ruu; (b) PCR cho MM lai ở điện áp phân cực ngược -19 V. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm (c)Rvu, Ruu và (d) PCR của cấu trúc MM tương đương với 3 rãnh cắt
trên bề mặt.
Khi điện áp phân cực được thay đổi thành -19 V, điện dung của đi-ốt biến dung tiến gần tới giá trị tối thiểu và cấu trúc MM tích hợp hoạt động như PC. Tính năng này xuất hiện từ việc tăng cường hệ số phản xạ phân cực vuông góc như được thể hiện trong Hình 3.15(a). Tại tần số 4 GHz, hệ số phản xạ phân cực đồng trục giảm xuống dưới 0,3 trong khi hệ số phản xạ phân cực vuông góc đạt tới 0,8. Từ công thức (3.4), PCR được tính toán và thể hiện trong Hình 3.15(b). Trong đó PCR đạt gần 90% ở 4 GHz. Giá trị PCR cao cho thấy hiệu quả chuyển đổi phân cực của cấu trúc đề xuất. Như thể hiện trong Hình 3.15(c-d), cấu trúc MM tương đương (bao gồm cấu trúc hình tròn phía trong với ba rãnh cắt ở vòng hình vuông
bên ngoài) cho kết quả gần giống với cấu trúc MM tích hợp (có điện dung thấp nhất) ở chế độ PC. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm giá trị PCR của MM tương đương với ba rãnh cắt tương ứng là 95% (ở 4,5 GHz) và 96% (ở 4,49 GHz). Theo đó, MM tích hợp đề xuất có hiện tượng chuyển đổi phân cực do cấu trúc dị hướng. Như vậy, hiệu ứng phối hợp trở kháng hoàn toàn có thể được chuyển đổi bằng cách điều chỉnh điện dung của đi-ốt biến dung được đặt trong rãnh ở vòng ngoài. Điều này cho phép cấu trúc đề xuất trong luận văn vượt qua hạn chế của các thiết kế MM trước đó chỉ có thể hoạt động riêng lẻ ở chế độ hấp thụ hoặc PC.
Hình 3.16. Kết quả mô phỏng sự phụ thuộc của (a) hệ số phản xạ phân cực đồng trục Ruu và phân cực vuông góc Rvu; (b) PCR tương ứng của MM tích hợp khi điện áp phân cực thay đổi từ 0 V đến -19 V. Kết quả thực nghiệm của
(c) hệ số phản xạ và (d) PCR ở điện áp phân cực ngược 0 V và -4 V.
Ngoài ra, sự phụ thuộc của hệ số phản xạ phân cực đồng trục và phân cực vuông góc và PCR của MM vào điện áp phân cực (từ -19 V đến 0) được thể hiện trong Hình 3.16. PCR tăng dần khi độ lớn của điện áp phân cực giảm và đạt gần
90% khi V = -19 V được biểu diễn trong Hình 3.16(b). Điều này chứng tỏ vai trò quan trọng của đi-ốt biến dung trong việc chuyển đổi giữa các trạng thái hấp thụ và PC. Như được trình bày trong Hình 3.16(d), kết quả PCR thực tế đo được lần lượt đạt 81,5% (tại 3,5 GHz) và 85,2% (3,6 GHz) ở điện áp phân cực 0 V và -4 V.
Những kết quả này cho thấy sự tương đồng giữa kết quả mô phỏng và thực nghiệm. Các sai số nhỏ giữa phổ thực nghiệm và phổ mô phỏng có thể được giải thích phần lớn là do sự tán xạ từ các khuyết tật trong quá trình chế tạo mẫu, các thành phần tích hợp và vật liệu hàn trên bề mặt gây cản trở sự phối hợp trở kháng. Ngoài ra, trong đo đạc, hướng của hai ăng ten [với góc tới nhỏ (khác 0), 𝜃 = 5𝑜, do kích thước ăng ten] làm cho dữ liệu đo bị sai lệch đôi chút so với góc tới bằng 0 thông thường được thực hiện trong mô phỏng [75]. Tuy nhiên, trong Hình 3.16(a), xu hướng dịch chuyển của các đồ thị trong kết quả mô phỏng cho phép dự đoán rằng phản xạ phân cực vuông góc (hệ số 𝑅𝜈𝑢) có thể được nâng cao lên tới hơn 90% bằng cách sử dụng đi-ốt thương mại tốt hơn với điện áp đánh thủng ngược cao hơn.
Để nghiên cứu cách thức hoạt động của cấu trúc MM tích hợp đề xuất trong chế độ PC, sóng EM tới phân cực u có thể được phân tách thành hai thành phần
x và y trực giao như thể hiện trong Hình 3.17(a). Khi đó, sóng EM tới và phản xạ có thể được biểu diễn như sau [65]
𝐸𝑖 = 𝑥̂𝐸𝑖𝑥𝑒𝑖𝜑 + 𝑦̂𝐸𝑖𝑦𝑒𝑖𝜑, (3.6) và
𝐸𝑟 = 𝑥̂𝐸𝑟𝑥 + 𝑦̂𝐸𝑟𝑦 (3.7)
= 𝑥̂(𝑅𝑥𝑥𝐸𝑖𝑥𝑒𝑖𝜑𝑥𝑥 + 𝑅𝑥𝑦𝐸𝑖𝑦𝑒𝑖𝜑𝑥𝑦) + 𝑦̂(𝑅𝑦𝑦𝐸𝑖𝑦𝑒𝑖𝜑𝑦𝑦 + 𝑅𝑦𝑥𝐸𝑖𝑥𝑒𝑖𝜑𝑦𝑥),
đồng trục và vuông góc trong trục x và y với các pha tương ứng (𝜑𝑥𝑥, 𝜑𝑦𝑦) và (𝜑𝑥𝑦, 𝜑𝑦𝑥).
Hình 3.17. (a) Sơ đồ của chuyển đổi phân cực 𝑦 sang 𝑥. (b) Độ lớn của hệ số phản xạ 𝑢 và 𝑣. Các pha phản xạ của hệ số phản xạ (c) phân cực đồng trục và (d) phân cực vuông góc khi vector điện của sóng điện từ tới dọc theo trục 𝑢 và
𝑣.
Cấu trúc đề xuất trong luận văn thể hiện tính dị hướng dẫn đến sự khác biệt về độ lớn và pha của sóng phản xạ. Để đánh giá khả năng chuyển đổi, các mô phỏng tiếp theo về độ lớn và pha của hệ số phản xạ với sự phân cực dọc theo hướng x và y đã được thực hiện và trình bày trong Hình 3.17(b)-(d). Ở tần số cộng hưởng 4 GHz, độ lệch pha giữa các hệ số phản xạ đồng trục 𝑅𝑥𝑥 và 𝑅𝑦𝑦 là ∆𝜑1 =
𝜑𝑥𝑥 – 𝜑𝑦𝑦, và độ trễ pha giữa các hệ số phản xạ vuông góc 𝑅𝑥𝑦 và 𝑅𝑦𝑥 (∆𝜑2 = 𝜑𝑥𝑦 – 𝜑𝑦𝑥) xấp xỉ 180o như trong Hình 3.17(c) và (d). Theo công thức (3.7), các kết
quả này chỉ ra rằng 𝐸𝑟𝑥 và 𝐸𝑟𝑦 gần như lệch pha hoàn toàn ở tần số cộng hưởng 4 GHz. Điều này có nghĩa là, nếu lệch pha giữa 𝐸𝑟𝑥 và 𝐸i𝑥 là 0° [như Hình 3.17(a)] thì lệch pha giữa 𝐸𝑟y và 𝐸iy là 180° [như Hình 3.17(a)]. Nói cách khác, trong trường hợp này PC có góc quay giữa 𝐸𝑟 và 𝐸i là 90𝑜.
Sự phân bố dòng điện cảm ứng trên bề mặt trong các chế độ hấp thụ và chuyển đổi phân cực ở các tần số cộng hưởng cũng đã được nghiên cứu để có cái nhìn cụ thể hơn về cơ chế hấp thụ và chuyển đổi phân cực. Trong chế độ hấp thụ, sự phân bố được tập trung chủ yếu ở các lớp trên và dưới ở các tần số cộng hưởng là 3,5 và 5,5 GHz như được mô tả trong Hình 3.18(a)-(b), tương ứng. Tất cả các cộng hưởng này đều là cộng hưởng từ gây ra bởi các dòng điện cảm ứng bề mặt đối song trong các lớp kim loại.
Hình 3.18. Sự phân bố của dòng điện cảm ứng bề mặt tại các lớp trên và dưới ở các tần số cộng hưởng là (a) 3,5 GHz; (b) 5,5 GHz trong trường hợp chế độ
hấp thụ (không có điện áp phân cực) và (c) 4 GHz cho chế độ PC (ở điện áp phân cực -19 V).
Trong khi đó, Hình 3.18(c) trình bày sự phân bố dòng điện bề mặt tại tần số 4 GHz của cấu trúc MM ở chế độ PC. Dòng điện cảm ứng này phân bố chủ yếu
ở góc trên bên phải và góc dưới bên trái của hình vuông bên ngoài. Do đó, có thể kết luận rằng cộng hưởng trong chế độ PC cũng hoạt động tương tự, sinh ra từ dòng điện cảm ứng bề mặt đối song.
Phân bố mật độ tổn hao ở các tần số cộng hưởng được thể hiện như trong Hình 3.19(a)-(b), đối với chế độ hấp thụ. Độ tổn hao tập trung chủ yếu ở vị trí các