Mặc dù DVB - T hỗ trợ mạng đơn tần (SFN), sự hiện diện của tín hiệu có cường độ mạnh tương tự nhau từ 2 máy phát trong một mạng sẽ gây ra tổn hao margin đáng kể bởi kênh thu được có thể có điểm "lõm" (deep notches). Để khắc phục hiện tượng này, máy phát đòi hỏi phải có công suất cao hơn.
DVB-T2 có tuỳ chọn sử dụng kỹ thuật Alamouti với một cặp máy phát (Hình 2.4). Alamouti là một ví dụ của MISO (Multiple Input, Single Output), trong đó mỗi điểm của đồ thị chòm sao được truyền bởi một máy, còn máy phát thứ 2 truyền phiên bản có chỉnh sửa một chút của từng cặp của chòm sao với thứ tự ngược lại trên trục tần số. Kỹ thuật Alamouti cho kết quả tương đương với phương thức thu phân tập trên phương diện đạt được sự kết hợp tối ưu giữa hai tín hiệu; tỷ số SNR thu được giống như với khi có công suất tổng của hai tín hiệu trong không gian. Độ phức tạp máy thu tăng lên chút ít bao gồm
được nhân bản. Overhead sẽ tăng đáng kể trên khía cạnh mật độ Pilot rời rạc cần phải được nhân đôi đối với giá trị khoảng bảo vệ cho trước. [1]
Hình 2.4: Mô hình MISO.[1]
2.5. Mào đầu (P1 và P2)
Những symbol đầu tiên của khung DVB-T2 ở lớp vật lý là các symbol mào đầu (preamble symbols). Các symbol này truyền một số lượng hạn chế các thông tin báo hiệu bằng phương thức truyền có độ tin cậy. Khung bắt đầu bằng symbol P1 được điều chế BPSK vi sai với độ tin cậy cao, có khoảng bảo vệ ở cả hai đầu. Symbol P1 mang 7 bit thông tin (bao gồm kích thước FFT của symbol dữ liệu). Các symbol P2 theo sau, số lượng là cố định với mỗi kích thước FFT, cung cấp thông tin báo hiệu lớp 1 kể cả tĩnh, động hay cấu hình được. Một số bit đầu tiên của báo hiệu (L1-Pre signalling) có phương thức điều chế và mã hóa cố định, các bit còn lại (L1-Post signalling) có tốc độ mã không đổi là 1/2 nhưng điều chế là tùy chọn giữa QPSK, 16-QAM và 64-QAM. Symbol P2 báo hiệu nói chung, đồng thời cũng chứa dữ liệu PLP chung và/hoặc PLP dữ liệu. [1]
2.6. Mẫu hình tín hiệu Pilot (Pilot Pattern)
Pilot phân tán (Scattered Pilots) của biên độ và pha định trước được chèn vào tín hiệu với khoảng cách đều nhau trên cả hai trục thời gian và tần số. Pilot phân tán được máy thu sử dụng để đánh giá sự thay đổi trong đáp ứng kênh theo chiều thời gian và tần số.
Trong khi DVB - T áp dụng cùng một mẫu hình tĩnh (static pattern) độc lập với kích thước FFT và tỉ số khoảng bảo vệ, DVB-T2 tiếp cận một cách linh hoạt hơn bằng cách
định nghĩa 8 mẫu khác nhau để có thể lựa chọn, tuỳ thuộc vào kích thước FFT và khoảng bảo vệ lựa chọn đối với mỗi đường truyền cụ thể. Ví dụ trong Hình 2.5 mô tả overhead giảm từ 8% xuống 4% khi sử dụng mẫu PP3 cho khoảng bảo vệ 1/8.
Hình 2.5: Mẫu pilot phân tán cho DVB - T (trái) và DVB-T2 (phải)[1]
Đối với Pilot liên tục, tỷ lệ phần trăm trong DVB-T2 cũng phụ thuộc vào kích thước FFT, giúp giảm overhead từ 2.5% xuống 0.7% đối với chế độ FFT 8 K, 16 K và 32 K mà không phải đánh đổi bằng khả năng đồng bộ tần số và thuật toán phát hiện CPE. [1]
2.7. Điều chế 256-QAM
Trong hệ thống DVB-T, phương thức điều chế cao nhất là 64-QAM cho phép truyền tải 6bit/symbol/sóng mang (có nghĩa là 6bit/tế bào OFDM). Ở DVB - T2, phương thức điều chế 256QAM (Hình 2.6) cho phép tăng lên 8bit/tế bào OFDM, tăng 33% hiệu suất sử dụng phổ và dung lượng dữ liệu đối với một tỷ lệ mã cho trước. Thông thường, điều này đòi hỏi một tỷ số công suất sóng mang trên tạp nhiễu cao hơn (cao hơn 4 đến 5dB, tuỳ thuộc vào kênh truyền và tỷ lệ mã sửa sai), bởi lẽ khoảng cách Euclide giữa hai điểm cạnh nhau trên đồ thị chòm sao chỉ bằng khoảng 1/2 so với 64-QAM và do vậy đầu thu sẽ nhạy cảm hơn đối với tạp nhiễu. Tuy nhiên, mã LDPC tốt hơn nhiều so với mã cuốn (Convolution code) và nếu chọn tỷ lệ mã mạnh hơn một chút cho 256QAM so với tỷ lệ mã sử dụng trong 64-QAM của DVB-T, tỷ số công suất sóng mang trên tạp nhiễu C/N sẽ không thay đổi trong khi vẫn đạt được một độ tăng trưởng tốc độ bit đáng kể. 256- QAM do vậy sẽ là một sự lựa chọn đầy hứa hẹn trên thực tế. [1]
Hình 2.6: Đồ thị chòm sao 256-QAM[1]
2.8. Chòm sao xoay (Rotated Constellation)
Một trong số các kỹ thuật mới được sử dụng trong DVB-T2 là chòm sao xoay (Rotated Constellation) và trễ Q (Q-delay). Sau khi đã định vị, chòm sao được "xoay" một góc trên mặt phẳng I-Q như mô tả trên Hình 2.7
Các thành phần I và Q được tách bởi quá trình xen sao cho chúng được truyền trên các tần số và tại các thời điểm khác nhau. Nếu có một thành phần bị huỷ hoại trên kênh truyền, thành phần còn lại có thể được sử dụng để tái tạo lại thông tin. Chòm sao xoay sẽ đạt được độ lợi lớn nhất khi được sử dụng với kích thước chòm sao nhỏ (chẳng hạn như QPSK) và tốc độ mã lớn (như CR=4/5 và CR=5/6). Ngược lại, độ lợi sẽ giảm khi kích thước chòm sao lớn (256-QAM) và tỉ lệ mã sửa sai thấp. Chòm sao xoay có độ lợi (gain) lớn khi tỉ lệ xóa kênh tăng và độ lợi ít khi tỉ lệ xóa kênh nhỏ. Kỹ thuật này tránh được mất mát trên kênh Gauss và tạo được độ lợi 0.7dB trên kênh có phađing. Độ lợi này còn lớn hơn trên kênh 0dB phản xạ (thường có trong mạng SFN) và kênh xoá (nhiễu đột biến, phađing có chọn lọc lớn). Ví dụ, Hình 2.8 cho thấy độ lợi tăng 7 dB mặc dù có kênh xóa với tỉ lệ xóa khá cao (so với độ dự trữ). Điều này cũng đồng nghĩa với việc có thể sử dụng tỷ lệ mã, tốc độ bit cao hơn. Các máy thu tương lai có thể có hiệu năng thậm chí tốt hơn nữa khi sử dụng giải điều chế lặp (Iterative Demodulation) như chỉ ra trên đường cong “ID”. [1]
2.9. FFT 16K, 32K và tỷ lệ khoảng bảo vệ 1/128
Tăng kích thước FFT đồng nghĩa với việc làm hẹp khoảng cách giữa các sóng mang con và làm tăng chu kỳ symbol. Việc này, một mặt làm tăng can nhiễu liên sóng mang và làm giảm giới hạn tần số cho phép đối với hiệu ứng Doppler. Điều này không được khuyến khích cho việc thu di động ở băng tần UHF IV/V hoặc cao hơn. Mặt khác, chu kỳ symbol dài hơn, cũng có nghĩa là tỷ lệ khoảng bảo vệ nhỏ hơn đối với cùng giá trị tuyệt đối của khoảng bảo vệ trên trục thời gian. Overhead khi đó sẽ giảm, giúp tăng lưu lượng từ 2.3% tới 17.6%.
Hình 2.9: Overhead của khoảng bảo vệ giảm với kích thước FFT lớn hơn[1]
Những lợi ích khác có thể tính đến là độ tin cậy tốt hơn đối nhiễu đột biến, phổ vuông giảm tới mức mật độ công suất phổ thấp hơn và cho phép chỉ nội suy theo hướng tần số. Độ phức tạp tính toán FFT chỉ tăng một chút.
Tỉ lệ khoảng bảo vệ 1/128 là điểm mới trong DVB - T2, nó cho phép 32 K được sử dụng với giá trị tuyệt đối của khoảng bảo vệ tương đương với 8 K 1/32 nhưng overhead giảm. [1]
2.10.Mã sửa sai LDPC/BCH
DVB-T2 sử dụng mã sửa sai LDPC/BCH kết hợp bởi những bước tiến về công nghệ đã cho phép máy thu có khả năng giải mã LDPC độ phức tạp cao. Các mã này cho phép khả năng bảo vệ tốt hơn, truyền nhiều dữ liệu hơn trên cùng một kênh thông tin. Chúng đồng thời cũng có đường đặc tính BER-C/N dốc đứng hơn (gần tới đường đặc tính thẳng đứng lý tưởng).
Hình 2.10 chỉ ra kết quả trước giải mã ngoài (RS hoặc BCH). Giá trị BER khoảng 10-4 trước Reed-Solomon thường được coi là mang lại khả năng QEF (Quasi-Error-Free) sau Reed Solomon. Độ lợi đạt được khi đánh giá ở điểm QEF là 5dB. [1]
Hình 2.10: So sánh mã chống lỗi của DVB - T và DVB - T2.[1]
2.11.Xen thời gian, bit, tế bào và tần số
Bước xen sẽ trải nội dung thông tin trên mặt phẳng thời gian/không gian sao cho nhiễu đột biến (rối loạn tín hiệu OFDM trong khoảng thời gian ngắn) và phađing lựa chọn tần số (nhiễu trên một đoạn tần số giới hạn) không có khả năng xoá đi một chuỗi bit dài của dòng dữ liệu gốc. Bước Xen cũng được tính toán để phù hợp với đặc tính của mã sửa sai và đảm bảo các bit thông tin được truyền tải bởi một điểm xác định trên đồ thị chòm sao không tương ứng với chuỗi bit liên tục trong dòng dữ liệu gốc.
Bước quan trọng nhất khi chuyển từ DVB - T lên DVB-T2 là việc đưa ra khả năng xen thời gian, thường là khoảng 70 ms, để bảo vệ chống lại nhiễu đột biến và phading lựa chọn thời gian. [1]
2.12.Giảm thiểu tỷ số công suất đỉnh/công suất trung bình (Peak-to-average Power Ratio - PAPR)
2.12.1. Sự cần thiết phải giảm tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình
Tín hiệu OFDM bao gồm những sóng mang phụ được điều chế độc lập có biên độ và pha khác nhau. Những sóng mang phụ này có phổ khác nhau trong miền tần số và được truyền cùng lúc. Khi những sóng mang phụ được cộng liền mạch với nhau, công suất đỉnh tức thời của tín hiệu OFDM sẽ lớn hơn rất nhiều so với công suất trung bình. Trong trường hợp xấu nhất, khi N tín hiệu được cộng cùng pha, công suất đỉnh sẽ lớn hơn N lần so với công suất trung bình. Tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình cao là một trong những nhược điểm chính trong hệ thống OFDM. PAPR cao sẽ làm giảm hiệu suất của bộ khuếch đại, bộ khuếch đại phải cần độ tuyến tính cao hoặc phải làm việc ở một độ lùi khá lớn. Do đó, yêu cầu giảm PAPR trong hệ thống OFDM là cần thiết. Hai kỹ thuật làm giảm PAPR được sử dụng trong hệ thống DVB - T2:
Mở rộng chòm sao tích cực (Active Constellation Extension - ACE): mở rộng các điểm ngoài của đồ thị chòm sao trên miền tần số
Dự trữ âm sắc (Tone Reservation - TR): trực tiếp loại bỏ các giá trị đỉnh của tín hiệu trên miền thời gian, sử dụng một bộ hạt nhân giả xung tạo từ các sóng mang con dành sẵn
Chúng ta có thể sử dụng đồng thời hai kỹ thuật này, do ACE hiệu quả hơn ở mức điều chế thấp, còn TR hiệu quả hơn ở mức điều chế cao. Tuy nhiên ACE không được sử dụng với chòm sao xoay. [1]
Hình 2.11:Công suất đỉnh và công suất trung bình của 1 symbol OFDM, sử dụng 256 sóng mang phụ và phép điều chế 4-QAM[1]
2.12.2. Hàm phân bố tích lũy bù (CCDF) của PAPR
Hàm mật độ tích lũy CDF là một thông số thường được sử dụng để biễu diễn khả năng giảm PAPR của bất kỳ một kỹ thuật giảm PAPR. Thông thường ta sử dụng hàm mật độ tích lũy bù CCDF thay vì sử dụng CDF, nó thể hiện xác suất 1 frame OFDM có giá trị PAPR lớn hơn 1 giá trị ngưỡng PAPR0 cho trước.
Hàm CCDF được biễu diễn bởi biểu thức sau: CCDF(PAPR(x)) = Pr ( PAPR(x) > PAPR0)
2.12.3. Kỹ thuật ACE (Active Constellation Extension)
Constellation Extension (ACE) làm thay đổi sự phân bố công suất của các mẫu tín hiệu trong miền thời gian để giúp cải thiện hiệu quả công suất của bộ khuếch đại công suất.
Hình 2.12: Nguyên lý kỹ thuật ACE [3]
Chòm sao mở rộng được xác định đầy đủ từ các chòm sao gốc và giá trị mở rộng lớn nhất là L. L là thông số của thuật toán ACE.
Nhiều hiệu năng có thể đạt được nhờ vào việc thay đổi L cùng với hai tham số ACE khác: ngưỡng clipping Vclip và độ lợi G.
Các thuật toán ACE kích hoạt sự hoạt động của mạng SFN. Thật vậy, nhiều máy phát trong một cấu hình mạng SFN sẽ truyền tín hiệu chứa các giá trị dữ liệu di động giống hệt nhau được cung cấp tất cả các bộ điều chế được cấu hình với bộ tham số ACE giống hệt nhau (L, Vclip, G).
Các thuật toán ACE như mô tả trong là không thích hợp cho sử dụng kết hợp với các chòm sao xoay. Vì vậy, xử lý ACE nên bị vô hiệu khi chòm sao xoay được sử dụng. Một dạng hơi khác của ACE cũng có thể được áp dụng cho L1-báo hiệu để giảm sai lệch. Trong trường hợp này, chòm sao điều chế được chỉnh sửa trực tiếp theo sai lệch đo được.
2.12.3. Kỹ thuật Tone Reservation
Ý tưởng cơ bản của Tone Reservation là một số sóng mang được được dự trữ để giảm PAPR. Các sóng mang dự trữ không mang theo bất kỳ thông tin dữ liệu và thay vào đó làm đầy với một tín hiệu đỉnh giảm. Bởi vì dữ liệu và các sóng mang dự trữ được phân
bổ trong tập con rời nhau của sóng mang con, Tone Reservation không cần thông tin phía tại máy thu khác với một dấu hiệu cho thấy kỹ thuật này được sử dụng, thực hiện trong lĩnh vực báo hiệu L1-trước "PAPR".
Hình 2.13 cho thấy cấu trúc của máy phát OFDM sử dụng Tone Reservation. Các sóng mang dự trữ được phân bổ theo địa điểm cung cấp dịch vụ được xác định trước đó được dành riêng chỉ số sóng mang Sau khi IFFT, hủy bỏ đỉnh được thực hiện để giảm PAPR bằng cách sử dụng một tín hiệu được xác định trước. Các tín hiệu được xác định trước, hoặc kernel được tạo ra bởi các sóng mang dự trữ.
Hình 2.13: Cấu trúc bộ phát OFDM sử dụng kỹ thuật Tone Reservation[3]
Kỹ thuật loại bỏ đỉnh sóng
Hình 2.14 cho thấy sơ đồ khối chi tiết của thuật toán loại đỉnh. Đầu ra IFFT (x) được đưa vào khối loại đỉnh và vị trí đỉnh và giá trị của x được phát hiện. Sau đó, các hạt nhân tham khảo, được tạo ra bởi các sóng mang dự trữ tương ứng với các ký hiệu OFDM hiện tại, được dịch vòng tới vị trí đỉnh, được thu nhỏ và quay pha. Kết quả hạt nhân được trừ x và PAPR mới được tính. Các nguyên lý được thể hiện trong hình 2.15. Nếu PAPR của tín hiệu kết quả đáp ứng các mức PAPR mục tiêu, tín hiệu này được truyền đi. Nếu không, các hoạt động hủy bỏ được lặp đi lặp lại, cho đến khi số lần lặp đạt đến số lần lặp tối đa được xác định trước.
Công suất của mỗi âm dự trữ được giới hạn trong khoảng 10 lần công suất của một cell dữ liệu. [3] Nếu tín hiệu hủy được thêm vào trong một sự lặp lại sẽ làm cho giới hạn này bị vượt quá, việc hủy bỏ các tín hiệu được thu nhỏ như những âm dự trữ của biên độ lớn nhất kết thúc với một công suất bằng giới hạn. Lưu ý rằng lặp đi lặp lại có thể tiếp tục ngay cả sau khi hạn chế như vậy đã xảy ra, kể từ mức đỉnh lớn nhất còn lại có thể yêu cầu một sự điều chỉnh của một pha khác, mà thậm chí có thể làm giảm biên độ của các âm dự trữ lớn nhất.
Hình 2.14: Sơ đồ khối thuật toán loại đỉnh
Lựa chọn mức clipping
Mức clipping mong muốn (về độ lớn), Vclip, nên được lựa chọn có tính đến các yêu cầu của các mô-đun phần cứng. Nếu nó quá thấp, các đỉnh đã bị hủy sẽ lại xuất hiện do tác động của hạt nhân không hoàn hảo. Nếu đó là quá cao, lợi ích từ mô hình giảm PAPR trở thành biên.
Hơn nữa, trong việc triển khai phần cứng thực sự là một giá trị rất thấp về mức clipping sẽ dẫn đến một sự chậm trễ lớn để thực hiện số lượng lớn các lặp đi lặp lại cần thiết để đáp ứng các ngưỡng. Trong hình 2.16, dựa trên các thông số dòng truyền tải VV017, tăng theo cấp số nhân trong sự trễ được ghi nhận là mức Vclip được giảm. Điều này là do sự gia tăng theo cấp số nhân số lần lặp lại yêu cầu. Nếu một ngưỡng Vclip rất thấp (2,5 V) được chọn, số lần lặp lại nên được giới hạn để đảm bảo trễ xử lý là trong giới hạn hợp lý. Nếu một ngưỡng Vclip rất cao (ví dụ như 4,0 V) được chọn, có một số rất ít các mẫu vượt quá ngưỡng, và các thuật toán TR không cải thiện PAPR nhiều. Nói chung giá trị khoảng 3,0 V cho Vclip được khuyến khích.[3]