Điều khiển động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc không cần cảm biến tốc độ trong cấu trúc có tách kênh trực tiếp theo nguyên lý thích nghi sử dụng mẫu chuẩn

Bài báo giới thiệu một cấu trúc điều khiển tách kênh trực tiếp điều khiển tốc độ quay động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc không sử dụng cảm biến tốc độ áp dụng nguyên lý thích nghi th[r]

ĐIỀU KHIỂN ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ ROTOR LỒNG SĨC KHƠNG CẦN CẢM BIẾN TỐC ĐỘ TRONG CẤU TRÚC CÓ TÁCH KÊNH TRỰC TIẾP THEO

NGUYÊN LÝ THÍCH NGHI SỬ DỤNG MẪU CHUẨN

SPEED SENSORLESS CONTROL OF INDUCTION MOTOR USING MODEL REFERENCE ADAPTIVE SYSTEM IN STRUCTURE WITH DIRECT –

DECOUPLING

PHẠM TÂM THÀNH; ĐINH ANH TUẤN

Khoa Điện-Điện tử, Trường ĐHHH Việt Nam

Tóm tắt

Bài báo giới thiệu cấu trúc điều khiển tách kênh trực tiếp điều khiển tốc độ quay động cơ không đồng rotor lồng sóc khơng sử dụng cảm biến tốc độ áp dụng ngun lý thích nghi theo mơ hình mẫu chuẩn (MRAS) Hệ thống điều khiển xây dựng theo phương pháp tựa theo từ thông rotor với cấu trúc có tách kênh trực tiếp Bộ ước lượng tốc độ MRAS ước lượng ước lượng tốc độ quay động cơ, tốc độ ước lượng được đưa vào khâu tính tốn từ thơng (mơ hình từ thơng: MHTT) để ước lượng từ thơng cung cấp cho hệ thống điều khiển Việc mô kiểm chứng thực phần mềm Matlab & Simulink Kết mô cho thấy phương pháp cấu trúc điều khiển khả thi

Từ khóa: Động khơng đồng bộ, tách kênh trực tiếp, không cảm biến

Abstract

The paper presents a speed sensorless control structure for induction motors with squirrel-cage rotor using Model Reference Adaptive System (MRAS) algorithm The control system is designed by using the method rotor flux orientation with direct decoupling structure The observer based on MRAS is used to estimate rotor speed Then Rotor Flux is estimated by the Flux Model to implement structural control The validation is carried out by simulation with the software Matlab & Simulink Simulation results are provided to illustrate the effectiveness of the proposed control structures, in terms of better performance

Key words: Induction Motor, direct-decoupling, sensorless

1 Đặt vấn đề

Hệ thống truyền động điện không sử dụng khâu đo tốc độ quay (cảm biến tốc độ) làm giảm giá thành sản phẩm tăng độ tin cậy thiết bị Có nhiều cơng trình nghiên cứu điều khiển động xoay chiều ba pha không sử dụng cảm biến tốc độ (sensorless) Theo phân loại [10] phân thành ba nhóm: Nhóm phương pháp tựa theo từ thơng stator Nhóm phương pháp tựa theo từ thơng rotor Nhóm phương pháp tận dụng đặc điểm cấu tạo riêng máy điện (tính khơng đối xứng, khe hở bề mặt stator rotor ) Bài báo tập trung vào phương pháp MRAS nhóm thứ hai Một số cơng trình thuộc nhóm thứ hai sử dụng thuật tốn Kalman [20,21,22] Trong số cơng trình sử dụng thuật toán lọc Kalman kết hợp với cấu trúc tách kênh trực tiếp [2,7] Về MRAS có nhiều cơng trình nghiên cứu vấn đề Các cơng trình [1, 11-18,23] đưa cấu trúc điều khiển động hình Trong cấu trúc này, thành phần dòng isd isq coi khơng có tác động lẫn nhau, điều chỉnh dòng sử

dụng điều chỉnh PI riêng biệt, xen kênh thực chất tồn thực tế, cấu trúc chưa phát huy ưu nó, biến động mơ-men tải gây ảnh hưởng sang thành phần dịng tạo từ thơng isd

*

sd i

s

j e

3~ Động KĐB-RLS

tu tv tw usα

usd usq

isα isu Risd

Risq ĐCVTKG

NL

MHTT isq

isd

uDC

*

sq i

s

j e

usβ

isv isw isβ

s

'

rd

s

R R

*

*

rd

Ước lượng tốc độ

MRAS

s

j e

3~

Động KĐB-RLS

3

tu

tv

tw

usα usd

usq

isα isu

ĐCVTKG

NL

isq

isd

uDC

s

j e

usβ

isv

isw

^

s



isβ

Rω

*

sd i *

sq i (-)

MHTT *

RI

1

3

6

5

7

10

R (-) *

rd

^ '

rd

^

s



Ước lượng tốc độ

11 MRAS

Hình Cấu trúc điều khiển tốc độ động KĐB-RLS không cần đo tốc độ sử dụng MRAS

*

sd i

PHTT ejs

3~ Động KĐB-RLS

tu tv tw usα

usd usq

1

w

2

w

isα isu Risd

Risq

Chuyển tọa độ trạng thái

ĐCVTKG

NL

MHTT isq

isd

uDC

*

sq i

s j e

usβ

isv isw isβ

s s

'

rd

s

R

R

*

*

rd

Ước lượng tốc độ MRAS

Hình Cấu trúcđiều khiển tốc độ động KĐB-RLS

không cần đo tốc độ sử dụng MRAS cấu trúc tách kênh trực tiếp

Và để hoàn thiện cấu trúc [10] đưa cấu trúc điều khiển động KĐB-RLS sử dụng MRAS hình Trong cấu trúc điều khiển vector dòng hai chiều sử dụng, điều chỉnh dịng có khả khử tương tác hai trục d q, cấu trúc tác giả kiểm chứng thực tiễn công nghiệp phát huy ưu thế, cấu trúc điều khiển cấu trúc điều khiển tuyến tính

Từ phân tích trên, báo đưa cấu trúc điều khiển sử dụng MRAS kết hợp với cấu trúc tách kênh trực tiếp hình Cấu trúc tách kênh trực tiếp thực chất sử dụng phương pháp tuyến tính hóa xác để đưa mơ hình phi tuyến cấu trúc động thành mơ hình tuyến tính khơng gian trạng thái sử dụng khâu chuyển đổi hệ tọa độ, khâu chuyển hệ tọa độ trạng thái cịn có khả khử tương tác thành phần dịng trục d q, ta gọi khâu tách kênh trực tiếp So sánh với cấu trúc hình 2, ta thấy có khác biệt : Bộ điều chỉnh dòng hai chiều thay khâu chuyển hệ tọa độ trạng thái hai điều chỉnh dòng Risd Risq riêng biệt

2 Cấu trúc điều khiển không sử dụng cảm biến sử dụng nguyên lý thích nghi mẫu chuẩn kết hợp cấu trúc tách kênh trực tiếp

2.1 Mô hình động

' '

' '

1 1 1 1 1

1 1 1 1 1

sd

sd s sq rd rq sd

s r r s

sq

s sd sq rd rq sq

s r r s

s s di

i i u

dt T T T L

di

i i u

dt T T T L

d dt

(1)

Ta ký hiệu tham số:

1 1

; ; ;

s s r

a b c d b c

L T T

Chọn biến trạng thái, đầu vào, đầu cho mơ hình dịng điện (1) :

'

1

'

1 2

3

rq

r rq

dx

dx x u au c dt

dx

x u dx au cT dt

dx u dt

(2)

Đưa hệ (2) dạng thu gọn:

1 2 3

( ) ( ) ( )

( )

u u u

x f x H x u f x h h h y g x

      

  

(3)

Trong đó:

'

'

2

2

1

1 1 2 3

( ) ; ( ) ( ) ( ) ( )

0

0 ; ;

0

( ) ; ( ) ; ( )

rd

r rd

dx c

dx cT

x a

a x

y g x x y g x x y g x x

f x H x h x h x h x

h h h

(4)

2.2 Thiết kế tách kênh trực tiếp

Theo [3,4,5,6,10] chứng minh mơ hình phi tuyến (3) thỏa mãn đầy đủ điều kiện thiết kế theo phương pháp tuyến tính hóa xác Các bước thiết kế trình bày tài liệu lý thuyết điều khiển [8,9] Sau áp dụng bước thiết kế điều khiển theo phương pháp TTHCX ta kết điều khiển PHTT:

'

1 1

'

2 2

1

w w

1

w w

sd rd

sq r rd

u u dx c x

a

u u dx cT x

a

(5)

Công thức (5) bao gồm phép toán đại số, thuận lợi cho việc cài đặt Bộ điều khiển TTHCX đưa mơ hình dịng điện phi tuyến dạng tuyến tính mà tách kênh trục d trục q

2.3 Thiết kế ước lượng tốc độ theo ngun lý MRAS

Mơ hình điện áp:

( )

0 ( )

r r s r r s

r m s r r s

u R s L i

L s

u R s L i

L

(6) Mơ hình dòng điện:

( 1/

1/

r r r m s

r r r r s

i

T L

s

i

T T

(7) Ta viết phương trình (6) viết cho mơ hình điều chỉnh viết (7) cho mơ hình mẫu Sau trừ phương trình cho ta phương trình sai số trạng thái sau:

( /

( )

1 /

r

r r r

r r r r

r

T s

T

(8)

Một cách tổng quát ta có:

s A w (9)

Trong đó:

r

r

; 1/

1/

r r

r r

T A

T ;

r

r

w (10)

Trong biểu thức (8), biến đầu vào sai lệch tốc độ thực tốc độ ước lượng rotor động Vì theo lý thuyết MRAS song song [19], thơng thường, vectơ cột đầu vào mơ hình mẫu vectơ trạng thái hệ thống điều chỉnh vector khác không nên tất đại lượng theo thời gian điều kiện sai số phải tiệm cận khơng Tức cấu thích nghi phải có khâu tích phân Mặt khác tốc độ ước lượng đầu cấu thích nghi hàm sai số nên luật thích nghi với tốc độ rotor phải là:

2

0 t

dt (11) Từ phương trình trên, cấu trúc MRAS biểu diễn dạng hệ thống phản hồi phi tuyến hình 4:

1

s

A

D v

w

Khối tuyến tính

r

r

1

s

2

Khối phản hồi phi tuyến

Như vậy, việc thiết kế nhận dạng tốc độ rotor động đưa toán xác định D

sao cho hàm truyền khối tuyến tính bất biến thực, dương xác định hàm 1 ,

2 cho bất đẳng thức tích phân Popov thoả mãn

Để xác định D đồng thời kiểm tra đáp ứng động nhận dạng tốc độ MRAS, ta phải chuyển phương trình xác định từ thơng rotor hệ toạ độ tựa từ thơng, sau tuyến tính hố quanh điểm làm việc để sử dụng tín hiệu nhỏ

0

0 rd rq rq rd

rq rd rd rq

(12) Từ phương trình ta có hàm truyền khối tuyến tính sau:

2

2

2

2

0

0

1/

( ) ( 1/ )

r

r

r r s

s T

G p

s T

(13)

Trong 2

0 rd0 rq0 giả thiết rq0 rq0và rd0 rd0 Từ biểu thức

(13) ta thấy với sai số đầu  hàm truyền khối tuyến tính thực dương, tức thoả mãn điều kiện thứ theo tiêu chuẩn Popov Do đó, để đơn giản chọn D 1

Sau điều kiện thứ thoả mãn, thuật tốn thích nghi xây dựng dựa sở bất đẳng thức tích phân Popov

Ta thấy hàm 1 2 chọn bất đẳng thức tích phân

Popov thoả mãn:

1 K2 r r r r K2 r r r r (14)

2 K1 r r r r K1 r r r r (15) Với K1, K2 số

Ta thấy cấu thích nghi có dạng khâu tỉ lệ - tích phân (PI)

Trong thực tế, sử dụng điều khiển PI vấn đề quan trọng phải lựa chọn thông số K1= Kp K2=KI cho phù hợp với đối tượng điều khiển nhằm đạt

tiêu chất lượng trình độ Để đơn giản, giả sử s = 0, ta xác định KP KIqua

các thông số hệ số tắt dần  tần số góc tự nhiên c theo cơng thức sau:

2

2

2 1/ /

/

P c r r

I c r

K T

K

(16)

Tuy nhiên thực tế, tổng hợp từ thông rotor dựa vào mơ hình mẫu chuẫn khó thực hiện, đặc biệt vùng tốc độ thấp, phép tích phân đơn tín hiệu điện áp Để khắc phục nhược điểm phải có điều kiện đầu hay tượng trôi phần tử tích phân gây ra, đặt lọc thông cao đầu vào hai mơ hình

2.4 Các điều chỉnh vịng ngồi mơ hình từ thơng

2.5 Cấu trúc mô kết

Cấu trúc điều khiển hình mơ sử dụng phần mềm Matlab&Simulink hình Động mô động không đồng rotor lồng sóc có thơng số: Cơng suất định mức: PN=7,5kW, điện áp danh định: uN=340V, tần số danh định: fN=50Hz, tốc độ danh định: nN=3000 vòng/phút, dòng pha danh định: IN=19,2A, điện trở Stator: Rs= 2,52195Ω, điện trở Rotor: Rr=0,976292 Ω, điện cảm Stator: Ls=0,1825148H, điện cảm Rotor: Lr=0,1858366H, hỗ cảm Stator Rotor: Lm=0,1763H, mơ-men qn tính J=0,117kGm2

Flux Model Omega, Psi'rd,

Isd, Isq

MRAS

e_q usq w

isq PI Controller

isd-isq e_d

usd w

isd PI Controller

dq albe

dq -> albe

U_dc1 Te-isq w w w isd isq Psird' w U_dc usdr usqr usd usq

State Feeback Controller

eisq*r Speed Controller usd usq thetaS U_dc pulses pulses1 usalpha usbeta

Space Vector Modulation

PWM_Pulses Omega* Omega_ref Omega*&Omega Omega usbe usal isal isbe wr(est) Flal Flal_est Flbe Flbe_est Load Torque 1/16 Flux, Isd isd isq omega omegaS Psird' thetaSu thetaSi eisd*r Flux Controller Omega Psird* Field Weakening Tm PWM_Pulses BC_Pulses i_s U_dc omega Te Electric Circuits Dong i_s isu isv isw thetaS isd isq

Hình Cấu trúc mô động KĐB-RLS sử dụng MRAS cấu trúc tách kênh trực tiếp

Sau chạy mô ta số kết sau:

0 10

-500 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 time[s] E s t S p e e d & S p e e d [r p m ] Est Speed Speed

Hình Tốc độ thực tốc độ ước lượng động cơ

0 10

-10 10 20 30 40 50 60

isd

&is q [A ] time[s] i sd i sq

Hình Các thành phần dòng

Từ kết ta thấy rằng, sai lệch tốc độ q trình khởi động ban đầu cịn lớn, sau thời gian độ, đáp ứng tốc độ ước lượng tốc độ thực động gần trùng

3 Kết luận

Bài báo giới thiệu cấu trúc kết hợp thuật toán ước lượng tốc độ động MRAS cấu trúc tách kênh trực tiếp, kết mô bước đầu cho thấy cấu trúc hồn tồn triển khai ứng dụng

TÀI LIỆU THAM KHẢO

[1] Phạm Tâm Thành, Nguyễn Phùng Quang, Điều khiển động không đồng ba pha không

dùng cảm biến tốc độ theo phương pháp thích nghi dùng mơ hình chuẩn, Tạp chí Khoa học

Công nghệ Trường Đại học Kỹ thuật, Số 84, tr 12-17, 2011

[2] Nguyễn Đình Hiếu, Nguyễn Phùng Quang, Điều khiển không cần cảm biến động không

đồng sử dụng lọc Kalman cấu trúc có tách kênh trực tiếp, Tạp chí Khoa học & Cơng

[3] Dương Hồi Nam, Nguyễn Phùng Quang, Về triển vọng phương pháp tuyến tính hóa

xác để điều khiển động khơng đồng rotor lồng sóc, Chun san “Kỹ thuật điều khiển tự

động”- tạp chí Tự động hoá ngày nay, số 11, trang 10-15, 2004

[4] Phạm Tâm Thành, Nguyễn Phùng Quang, Điều khiển động khơng đồng rotor lồng sóc

dựa cấu trúc tách kênh trực tiếp, CD tuyển tập Hội nghị Cơ điện tử toàn quốc lần thứ 6,

VCM-2012, tr.202-209, Hà Nội

[5] Phạm Tâm Thành, Nguyễn Phùng Quang, Cấu trúc điều khiển thời gian thực động khơng

đồng rotor lồng sóc sử dụng phương pháp tuyến tính hóa xác, Hội nghị Điều khiển

Tự động hóa tồn quốc lần thứ 2, tr.247-254, Đà Nẵng,

[6] Phạm Tâm Thành, Nguyễn Phùng Quang, Cấu trúc điều khiển thời gian thực động không

đồng rotor lồng sóc sử dụng phương pháp tuyến tính hóa xác Hội nghị Điều khiển

tự động hóa tồn quốc lần thứ 2, tr.247-254, Đà Nẵng, 2013

[7] Tuan DA, Quang NP, Duc LM, A new and effective controller for Induction Motor drives using Direct-Decoupling Methodology based on exact linearization algorithm and adaptive backstepping teachnology, International conference Control Automation and Systems, Oct.2010, KINTEX, Gyeonggi-do, Korea,pp.1941-1945, 2010

[8] Isidori A, Nonlinear Control Systems 3rd Edition, Springer-Verlag, London Berlin Heidelberg, 1995

[9] Phuoc ND, Minh PX, Trung HT, Nonlinear control theory, Publishing House of Sicence and Technique, Hanoi (in Vietnamese), 2006

[10] Nguyen Phung Quang, Joerg-Andreas Dittrich, Vector Control of Three-Phase

AC-Machines-System Develoment in the Practice, Springer Berlin Heideilberg, 2008

[11] C.-M Ta, T Uchida, and Y Hori, MRAS-based speed sensorless control for induction motor

drives using instantaneous reactive power, IEEE Industrial Electronics Society Conference

IECON, vol 2, pp 1417–1422, November/December 2001

[12] C.Schauder, Adaptive Speed Identification for Vector Control of Induction Motors without Rotational Transducers, IEEE Trans Ind Applicat., vol.28, no.5, pp 1054 – 1061, 1992

[13] H Tajima, Y Hori, Speed sensorless field-orientation control of the induction machine IEEE Trans Ind Applicat., vol.29, no.1 Jan./Fed.1993, pp.175-180

[14] Joachim Holtz, Sensorless Control of Induction Motor Drives,Proceedings of the IEEE, vol 90, no 8, pp 1359–1394, 2002

[15] Kubuta H., Matsue K., Nakano T, DSP-based Speed Adaptive Flux Observer of Induction

Motor IEEE Trans on IA, Vol.29, No.2, March/April 1993,pp.344-348

[16] Kubuta H.,Matsue K., Nakano T, Speed sensorless Field-Orientated Control of Induction

Motor with Rotor Resistance Adaptation, IEEE Trans on IE, Vol.30, No.5, September/October

1994,pp 1219-1224

[17] Li Zhen, Longya Xu, Sensorless Field Orientation Control of Induction Machines Based on a Mutual MRAS Scheme, IEEE Trans Ind Applicat,1998

[18] Shiu- Yung Lin, Hwa Wu, Ying- Yu Tzou, Sensorless Control of Induction Motors with On-line Rotor Time Constant Adaptation, IEEE Trans.Ind.Application, pp.1593-1598

[19] Y.P Landau, Adaptive Control: The Model Reference Aproach , Macrel Dekker, New York, 1979

[20] K.L.Shi, T.F.Chan, Y.K.Wong, S.L.Ho, Speed estimation of an Induction motor drive using an

optimized extended Kalman filter, IEEE Trans On IE, Vol 49, No 1, February 2002

[21] Salomon Chavez Velaquez, Ruben Alejos Palomares, Alfredo Nava Segura, Speed

estimation for an Induction motor using the extended Kalman Filter, IEEE Computer Society

CONIELECOM, 2004

[22] Kanungo Barada Mohanty, Amit Patra, Flux and speed estimation in decoupled induction

motor drive using Kalman Filter, Proc of 29th National System Conference (NSC), IIT Mumbai,

Dec 2005, pp 1-9

[23] Maiti S.,Chakraborty C., Hori Y., Ta M.C., Model Reference Adaptive Controller-Based Rotor Resistance and Speed Estimation Techniques for Vector Controlled Induction Motor Drive

Utilizing Reactive Power, IEEE Transactions on Industrial Electronics,Volume: 55, Issue: 2,

2008

Maiti S.,