BÁO CÁO THỰC TẬP-Nghiên cứu hệ thống thông tin quang CO-OFDM

Để tăng độ nhạy của bộ thu quang ta có thể sử dụng kỹ thuật tách quang coherent bao gồm tách sóng heterodyne và homodyne.Trong kỹ thuật tách sóng coherent, trước tiên bộ thu quang sẽ cộn

CHƯƠNG I: Khái quát về hệ thống thông tin quang Coherent 3

1.1 Khái niệm hệ thống thông tin quang Coherent 3

1.2 Cấu trúc cơ bản của hệ thống thông tin quang Coherent 4

1.2.1 Sơ đồ khối hệ thống thông tin quang Coherent tổng quát 4

1.2.2 Các dạng điều chế quang Coherent 6

1.3 Máy thu và phát quang Coherent 11

1.3.1 Bộ thu phát Coherent số 11

1.3.2 Máy thu quang Coherent 13

CHƯƠNG II: Nghiên cứu hệ thống thông tin quang CO-OFDM 22

2.1 Sơ lược về kỹ thuật điều chế đa sóng mang trực giao OFDM 22

2.1.1 Khái niệm về OFDM 22

2.1.2 Ưu điểm và nhược điểm kỹ thuật OFDM 22

2.1.3 Cơ sở kỹ thuật điều chế đa sóng mang trực giao OFDM 23

2.1.4 Ảnh hưởng của kênh truyền lên tín hiệu OFDM 36

2.1.5 Tỷ số công suất đỉnh tên công suất trung bình (PAPR) 38

2.2 Cơ bản về hệ thống quang OFDM 40

2.2.1 Lịch sử phát triển 40

2.2.2 Khả năng tương thích của OFDM với các hệ thống trong tương lai và tính chất thương mại 40

2.2.3 Hiệu suất phổ của hệ thống quang OFDM 41

2.2.4 Điều chế và giải điều chế tín hiệu OFDM trong miền RF 42

2.2.5 Bộ phát quang 43

2.2.6 Bộ thu quang 44

2.3 Hệ thống quang Coherent OFDM (CO-OFDM) 45

2.3.1 Mô hình hệ thống CO-OFDM 45

2.3.2 Thiết kế các thành phần cho hệ thống CO-OFDM 48

2.3.3 Kỹ thuật tách sóng Coherent sử dụng trong hệ thống CO-OFDM 50

2.3.4 Xử lí tín hiệu số OFDM 51

2.3.5 Ghép kênh phân tập phân cực (PDM) OFDM 54

2.3.6 Tỉ số lỗi bit (BER) trong hệ thống thông tin quang CO-OFDM 55

2.3.7 Thời gian thực (real-time) hệ thống CO-OFDM 56

2.4 Mô phỏng hệ thống CO-OFDM và kết quả 60

2.4.1 Mô hình hệ thống CO-OFDM và các tham số mô phỏng 60

2.4.2 Kết quả mô phỏng 75

CHƯƠNG III: Hiệu quả sử dụng băng tần và một số vấn đề còn tồn tại khi triển khai hệ thống CO-OFDM 78

3.1 Ghép băng trực giao OBM-OFDM 78

3.1.1 Cơ sở OBM-OFDM 79

3.1.2 Hệ thống xử lí OBM-OFDM 79

3.1.3 Cài đặt và mô tả thí nghiệm 81

3.2 Truyền dẫn CO-OFDM 111Gb/s không khoảng bảo vệ (NGI-CO-OFDM) 86

3.2.1 Cấu hình truyền dẫn NGI-CO-OFDM 111Gb/s 86

3.2.2 Kết quả thí nghiệm truyền dẫn NGI-CO-OFDM 87

3.3 Hiệu suất phổ cao hệ thống CO-OFDM 88

CHƯƠNG I: Khái quát về hệ thống thông tin quang Coherent

1.1 Khái niệm hệ thống thông tin quang Coherent

Do nhu cầu truyền tải dữ liệu tốc độ cao của con người công nghệ truyền tải quangCoherent được nghiên cứu phát triển từ những năm 1980 dựa trên độ lợi lớn cũng như

độ nhạy thu cao của máy thu Trong các bộ thu quang, việc tách sóng mang quang để thu lại tín hiệu điện bên phía phát dựa vào 2 kĩ thuật chính đó là kỹ thuật tách sóng trực tiếp (DD- Direct Detector) và tách sóng kết hợp (CD – Coherent Detector ) Tách sóng trực tiếp tín hiệu quang đã điều chế cường độ cơ bản là quá trình đếm

số lượng hạt photon đến bộ thu Quá trình này bỏ qua pha và sự phân cực của sóng mang được tạo ra từ linh kiện quang Tất cả các quá trình này được khảo sát đã được khảo sát trong hệ thống thông tin quang IM/DD Các hệ thống như vậy có nhược điểm

là nhiễu tạo ra từ bộ tách sóng quang và bộ tiền khuếch đại cao, độ nhạy của tách sóngtrực tiếp thấp, độ nhạy của hệ thống tách sóng theo quy luật bình phương nhỏ hơn độ nhạy của hệ thống sử dụng tách sóng theo giới hạn nhiễu lượn tử từ 10dB – 20dB Do

đó, khi sử dụng kỹ thuật tách sóng trực tiếp thì công suất phóng vào sợi quang phải lớn, điều này dẫn đến ảnh hưởng của các hiệu ứng phi tuyến càng trầm trọng hơn

Để tăng độ nhạy của bộ thu quang ta có thể sử dụng kỹ thuật tách quang coherent (bao gồm tách sóng heterodyne và homodyne).Trong kỹ thuật tách sóng coherent, trước tiên bộ thu quang sẽ cộng tín hiệu quang tới với tín hiệu quang được tạo ra tại chỗ, sau đó tách tín hiệu quang tổng này thành tín hiệu điện Như vậy, dòng điện kết quả này là sự dịch tần từ miền quang sang miền vô tuyến, và ta có thể áp dụng các kỹ thuật xử lý tín hiệu và giải điều chế lên tín hiệu này ngay trong miền điện Bộ thu coherent lý tưởng hoạt động trong vùng bước sóng 1,3μm đến 1,6μm cần năng lượng m đến 1,6μm đến 1,6μm cần năng lượng m cần năng lượng của tín hiệu chỉ từ 10 đến 20 photon/bit cũng có thể đạt BER = 10-9 Tuy nhiên, so với các bộ tách sóng trực tiếp thì tách sóng kết hợp phức tạp hơn và nhạy với độ lệch pha

Do độ nhạy của bộ thu quang Coherent hơn bộ thu tách sóng trực tiếp từ 10dB – 20dB nên khi sử dụng hệ thống Coherent sẽ cho ta những ưu điểm như:

- Tăng khoảng cách giữa các trạm lặp trên biển cũng như đất liền  tiết kiệmchi phí và hạ tầng lắp đặt

- Tăng tốc độ truyền dẫn mà không làm tăng số lượng trạm lặp

- Tăng quỹ công suất để bù suy hao tại các coupler và các thiết bị tách ghép bước sóng

- Cải thiện độ nhạy cho thiết bị đo quang như máy OTDR

Các dạng điều chế trong hệ thống thông tin quang coherent cũng giống như trong

hệ thống vô tuyến Chẳng hạn trong truyền dẫn số có thể áp dụng kỹ thuật điều chế ASK, FSK hay PSK

Quá trình phát triển hệ thống tryền tải quang:

Hình 1.1 Quá trình phát triển dung lượng truyền dẫn trong hệ thống thông tin quang1.2 Cấu trúc cơ bản của hệ thống thông tin quang Coherent

1.2.1 Sơ đồ khối hệ thống thông tin quang Coherent tổng quát

Hình 1.2 Sơ đồ khối hệ thống thông tin quang Coherent tổng quát

Trong sơ đồ này, khối được đặt trong hình chữ nhật đường nét đứt là những phần tử chính để phân biệt hệ thống quang Coherent với hệ thống IM/DD sử dụng bộ tách sóng trực tiếp

* Chức năng các khối:

DE(Drive Electronic): khối này thực hiện khuếch đại tín hiệu ngõ vào nhằm tạo tín

hiệu có mức phù hợp với các khối phía sau

CWL (Continous Wave Laser): đây là bộ dao động quang sử dụng laser bán dẫn có độ

LLO(Laser Local Oscillator): đây là bộ dao động nội tại bộ thu sử dụng laser bán dẫn

tạo ra tín hiệu quang có bước sóng λ2

DEC(Detector): khối này thực hiện hai tính năng, đầu tiên sử dụng coupler FBT cộng

tín hiệu thu được (λ1) và tín hiệu tại chỗ (λ2) Sau đó đưa tín hiệu tổng tới photodiode

để thực tách sóng trực triếp theo quy luật bình phương Để thực hiện đúng với nghĩa tách sóng coherent thì coupler quang phải tổ hợp các tín hiệu quang có phân cực giốngnhau

Khi tần số của tín hiệu tới và tín hiệu từ bộ dao động nội giống nhau thì bộ thu hoạt động ở chế độ Homodyne, và tín hiệu điện tái tạo được là tín hiệu dải nền Còn khi tần số của tín hiệu tới và tín hiệu từ bộ dao động nội lệch nhau thì bộ thu hoạt động ở chế độ Heterodyne, và phổ của tín hiệu điện ở ngõ ra của khối DEC là dạng trung tần IF (intermediate frequency) IF này là dạng tín hiệu khác có chứa tín hiệu thông tin mà chúng ta muốn truyền đi (tức tín hiệu dải nền), và tín hiệu thông tin này chúng ta có thể thu được bằng cách sử dụng kỹ thuật giải điều chế điện

LOC(Local Oscillator control): khối này nhằm điều khiển pha và tần số của tín hiệu

dao động nội ổn định

AMP(Amplifier): khối này khuếch đại tín hiệu điện sau khi tách sóng quang

DEMOD(Demodulator): khối này chỉ cần thiết khi bộcthu hoạt động ở chế độ

heterodyne

 Dạng sóng của tín hiệu ASK, FSK và PSK

Hình 1.3 Dạng sóng của các dạng điều chế với chuỗi bit nhị phân là 101101.2.2 Các dạng điều chế quang Coherent

a) ASK

Có nhiều kỹ thuật được sử dụng để điều chế biên độ tín hiệu quang Điều chế cường độ đã sử dụng trong hệ thống IM/DD là dạng điều chế ASK và tín hiệu thu được tách sóng theo qui luật bình phương Do đó tín hiệu ASK có thể tạo ra bằng cáchđiều chế trực tiếp dòng kích cho laser Tuy nhiên kỹ thuật này có vấn đề là không duy trì được sự ổn định tần số ngõ ra khi thay đổi dòng kích, sự thay đổi này khoảng 200MHz/mA (với hệ thống coherent không sử dụng điều chế trực tiếp mà phải dùng điều chế ngoài)

Ngoài kỹ thuật điều chế trực tiếp, chúng ta có thể sử dụng kỹ thuật điều chế ngoài để tạo tín hiệu ASK bằng cách sử dụng coupler định hướng DC ??? hoặc bộ giao thoa Mach-Zehnder MZI Nhược điểm của điều chế ngoài là chúng ta chỉ sử dụnghiệu quả 50% công suất của bộ phát Dưới đây xin trình bày chi tiết về điều chế ASK Nếu gọi tín hiệu số được điều chế là b(t) và tín hiệu trường phát ra từ laser bán dẫn là eS(t) có tần số góc ωS, ta có:

với

Dạng sóng của biểu thức 1.1 như ở hình 1.3

Dạng phổ công suất tín hiệu ASK :

Hình 1.4 Dạng phổ công suất của tín hiệu ASK

Với fS=⍵ S

2 π là tần số sóng mang

B là băng thông của tín hiệu được điều chế b(t)

Tín hiệu eS(t) sau khi lan truyền trên sợi quang và tới đầu thu sẽ lệch pha với tín hiệu phát là φS (giả sử bỏ qua suy hao về biên độ của tín hiệu eS(t), biểu thức (1.1) có thể viết lại dưới dạng sau:

 Để khôi phục tín hiệu dải nền, chúng ta có hai cách sau

Cách thứ nhất là ta nhân tín hiệu eS(t) với cos(ωSt + φS) là tín hiệu được tạo ra từ bộ dao động nội, ta được:

b(t)Em[cos(ωSt + φS)]2 = 12 b(t)Em[1+cos(2ωSt + 2φS)]

= 12 b(t)Em+ 12 b(t)Emcos(2ωSt + 2φS) 1.4Như vậy tín hiệu dải nền b(t) đã xuất hiện Với cách này đòi hỏi chúng ta phải tạo được tín hiệu dao động nội ở bộ thu có cùng tần số và cùng pha với tín hiệu tới Còn cách thứ hai là ta bình phương tín hiệu eS(t), biểu thức (1.3) trở thành:

[b(t)Emcos(ωSt + φS)] 2 = 12 [b(t)Em]2 [1+cos(2ωSt + 2φS)]

= 12 [b(t)Em]2 + 12 [b(t)Em]2 cos(2ωSt + 2φS)] 1.5Sau đó cho tín hiệu này qua bộ lọc loại bỏthành phần tần số2ωS ta sẽ thu được tín hiệu dải nền b(t)

b) FSK

Các kiểu điều chế FSK

Hình 1.5 Cấu hình bộ phát sử dụng điều chế FSKĐặc tính thay đổi tần số của điều chế trực tiếp trên laser có thểáp dụng cho hệ thống thông tin quang coherent FSK băng rộng Cụ thể là đối với tần số điều chế trên 1MHz thì sự thay đổi tần số là từ100 đến 500MHz/mA.

Kỹ thuật điều chế ngoài cũng có thể áp dụng cho FSK bằng cách sử dụng cách

tử Bragg hoặc bộ giao thoa Mach-Zehnder MZI

Trong dạng điều chế FSK, thông tin được truyền trên sóng mang có tần số ωS theo biểu thức (1.1) Với dạng điều chế này, đường bao sóng mang không thay đổi, còn tần số ωS có hai giá trị là (ωS- Δω) và (ωS+ Δω) tùy thuộc tín hiệu phát đi là bit 0 hay bit 1 Do đó biểu thức toán học biểu diễn dạng điều chế FSK có dạng:

Khi β= 0,5 thì khi này điều chế FSK được gọi là MSK (Minimum

Shift-Keying) Dạng phổ công suất có dạng như hình 1.6, phổ bị nén chặt nên dạng điều chếnày rất hấp dẫn cho các hệ thống tốc độ cao

Hình 1.6 Phổ công suất tín hiệu điều chế MSKKhi β= (0,5 ÷0,7) thì dạng điều chế này được gọi là CPFSK (Continuous Phase

Frequency Shift-Keying) hay còn gọi là điều chế lệch tần hẹp Dạng phổ công suất của

c) PSK

Điều chế dịch pha tín hiệu quang cũng được áp dụng cho hệ thống thông tin quang coherent Khi tần số của laser được điều chỉnh chính xác với tần số tín hiệu điều chế, lúc này quan hệ pha giữa tín hiệu ngõ ra với tín hiệu điều chế là 0 Để có

được sự thay đổi quan hệ pha là π/2 thì ta phải điều chỉnh lại tần số của laser Trong dạng điều chế PSK, các bit tin 0 và 1 được truyền tải đi thông qua sự thay đổi pha của tín hiệu quang trong khi biên độ và tần số không thay đổi Biểu thức toán học biểu diễn dạng điều chế PSK như sau:

Hình 1.8 Phổ của tín hiệu PSKĐối với dạng điều chế PSK, tách sóng coherent cần duy trì cường độq uang không đổi vì toàn bộ thông tin có thể bị mất nếu như tín hiệu quang được tách sóng trực tiếp mà không trộn nó với tín hiệu dao động nội

Điều chế DPSK (Differential PSK) là dạng điều chế mà thông tin được mã hoá theo sự chênh lệch về pha giữa hai bit kế cận Chẳng hạn, nếu φkbiểu diễn cho pha củabit thứ k thì độ lệch pha Δφ= φk - φk-1 sẽ thay đổi là π hoặc 0 phụ thuộc vào bit thứ k làbit 1 hay bit 0 Ưu điểm của điều chế DPSK là tín hiệu phát có thể được giải điều chế thành công cho cho đến khi pha của sóng mang duy trì ổn định trong khoảng thời gianhai bit

d) PolSK

Đây là dạng điều chế phân cực Trong thông tin quang coherent PolSK, bộ phát

sử dụng bộ điều chế ngoài, còn bộ thu áp dụng kỹ thuật tách sóng Heterodyne Bộ điều chế ngoài LiNi tạo ra sự dịch pha π (rad) giữa các mod sóng TE và TM, tức là quay phân cực tín hiệu một góc 90° Trạng thái phân cực trực giao này được duy trì trong suốt quá trình lan truyền trong sợi đơn mode

1.3 Máy thu và phát quang Coherent em xem lại bố cục của mục 1.3 này

1.3.1 Bộ thu phát Coherent số

1.3.1.1 Bộ thu phát số trong miền RF

Trong quá trình phát triển công nghệ Coherent đã xuất hiện kèm theo sự phát triển của xử lí tín hiệu số (DSP) tốc độ cao như một nhu cầu tất yếu Trong vùng truyền thông vô tuyến, các kĩ thuật điều chế số được đưa vào trong cấu trúc của các máy phát và máy thu

Hình 1.9 Cấu trúc của máy phát (a) và máy thu (b) RF sử dụng bộ DSP gốc

Ở máy phát, dữ liệu vào qua khối DSP được chuyển thành 2 kênh dữ liệu dạng tương tự thông qua bộ chuyển đổi DAC ( Digital to Analog Converters) , sau đó tín hiệu được trộn với các thành phần điều chế IQ của sóng mang RF trở thành tín hiệu

RF được điều chế IQ để truyền đi Mặt khác, ở máy thu, tín hiệu RF thu được được trọn với tín hiệu điều chế IQ của bộ dao động nội LO để giải điều chế Sau đó tín hiệu được chuyển đổi sang dạng số nhờ bộ chuyển đổi ADC ( analog to digital converters),các kí tự được giải mã thông qua bộ xử lí tín hiệu số DSP Bộ DSP ở máy phát và máythu cho phép “truyền dẫn vô tuyến dẫn vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm”

1.3.1.2 Máy thu phát quang trong miền RF

Sự phát triển của mạch tích hợp tín hiệu số tốc độ cao đặt ra yêu cầu về khả năng xử lí tín hiệu điện trong khối DSP mạng lõi và đưa các thành phần IQ có biên độ phức tạp vào trong các sóng mang quang từ tín hiệu tách sóng homodyne Để giải quyết vấn đề này chúng ta thay đổi một chút về cấu trúc ở bộ phận điều chế IQ của cả máy phát và máy thu Tín hiệu QPSK tốc độ 20Gb/s (là tín hiệu truyền đến máy thu) được giải điều chế qua máy thu homodnyne phân tập pha

Hình 1.10 Cấu trúc máy phát và máy thu quang DSP gốcTrong đó: PD: Photodiode, LO: local oscillator

Từ khi pha sóng mang được khôi phục sau khi tách sóng homodyne bởi các phương pháp của điều chế tín hiệu số, loại máy thu này thường được gọi là “máy thu Coherent số” Sử dụng vòng lặp khóa pha quang (OPLL :optical phase-locked loop) khóa pha tín hiệu dao động nội LO để pha của tín hiệu không gặp phải vấn đề về trễ vòng lặp Lúc đó bộ DSP làm việc nhanh hơn và hiệu quả hơn với pha sóng mang do vậy cái thiện được chất lượng của hệ thống

Hình 1.11 Sơ đồ chòm sao cho các định dạng điều chế BPSK, QPSK, 8PSK và

16QAM

Bất cứ một loại nào trong các định dạng điều chế đa cấp mức đều phải sử dụng

được giới hạn là 1 bit/s/Hz/Độ trạng thái phân cực, như thế được gọi là giới hạn Nyquist, định dạng điều chế với M bit thông tin trên kí hiệu có thể đạt được hiệu năng phổ lên tới M bit/s/Hz/độ phân cực Hình 1.11 biểu diễn chòm sao các định dạng điều chế BPSK, QPSK, 8PSK, 16QAM Những định dạng điều chế này có thể truyền 1 bit, 2bit, 3bit, 4bit trên một kí hiệu và các kí hiệu này sẽ được mã hóa theo mã Gray

Bước phát triển tiếp theo của Coherent số là việc nghiên cứu vi mạch hợp nhất ứng dụng đặc trưng ASIC (application-specific integrated circuit), nó được thiết kế phục vụ cho việc truyền dẫn với tốc độ cao vào khoảng 11.5 Gsymbol/s với việc sử dụng tín hiệu điều chế QPSK phân cực ghép và thời gian thực hoạt động của máy thu Coherent số ở tốc độ 46 Gbit/s đã được thực hiện bằng ASIC Đó thực sự là một cột mốc của truyền dẫn quang coherent, là sự kết hợp của coherent cơ bản và điều chế tín hiệu số, sự kết hợp này được mong chờ sẽ mang lại một tương lai mới cho những thế

hệ truyền dẫn quang tiếp theo

1.3.2 Máy thu quang Coherent

1.3.2.1 Tách sóng Homodyne và tách sóng Heterodyne

Mô hình bộ thu coherent ASK đơn giản được minh họa ở hình 1.12

Hình 1.12 Mô hình bộ thu coherent cơ bảnTrong đó:

Đối với tách sóng Heterodyne, tần số của tín hiệu dao động nội ωL chênh lệch với tần

số của tín hiệu vào ωS một khoảng ωIF, tức là:

ωIF được gọi là tần số góc của tín hiệu trung tần Tín hiệu IF có tần số thường nằm trong vùng vô tuyến và có giá trị từ vài chục MHz đến hàng trăm MHz Ngược lại, vớitách sóng Homodyne không có sự chênh lệch giữa ωS và ωL nên ωIF = 0 Trong trường hợp này, tín hiệu khôi phục được là tín hiệu dải nền

Trong cả hai trường hợp tách sóng Heterodyne và Homodyne, bộ tách sóng quang (photodiode) tạo ra tín hiệu có giá trị dòng là Ip, gọi là dòng photon Ip Dòng Ip này tỉ

lệ với cường độ ánh sáng theo qui luật bình phương cường độ trường tới photodiode:

Thế biểu thức (1.10) và (1.11) vào biểu thức (1.13) có thể được viết lại như sau:

Ip ∼[ES.cos(ωSt + φS) + EL.cos(ωLt + φL)]2 1.14Triển khai vế phải của biểu thức 1.14 loại bỏ các thành phần tần số cao như 2ωS và 2ωL cuối cùng chúng ta có:

Lại có, nếu tín hiệu quang tới photodiode có công suất P0 thì dòng photon Ip được ra sẽ bằng

I P=ηee

trong đó η là hiệu suất lượng tử của photodiode,

e là điện tích của điện tử,

Như vậy ở ngõ ra của bộ tách sóng quang tín hiệu IS là tín hiệu trung tần có tần

số ωIF Tần số IF này được ổn định nhờ vòng điều khiển tần số cho laser dao động nội Thành phần DC của dòng IS được lọc trước khi đưa qua bộ giải điều chế tín hiệu trung tần này

Đối với tách sóng Homodyne, ωS= ωL nên phương trình (4.19) trở thành:

√P s chứ không tỉ lệ với PS như trong tách sóng trực tiếp Hơn nữa dòng photon này còn được khuếch đại với hệ số √P L, hệ số độ lợi này phụ thuộc vào cường độ trường của bộ dao dộng nội Với hệ số khuếch đại tạo ra từ bộ dao động nội làm tăng mức tín hiệu thu được mà không cần bộ tiền khuếch đại, do đó không bị ảnh hưởng bởi nhiễu nhiệt hay nhiễu dòng tối của photodiode Đó là lý do tại sao tách sóng coherent cho độnhạy của bộ thu cao hơn so với tách sóng trực tiếp

1.3.2.2 Sơ đồ khối tổng quát của bộ thu quang coherent

Sơ đồ khối tổng quát của bộ thu quang sử dụng tách sóng Heterodyne và

Homodyne được minh họa ở hình 1.13 Đối với tách sóng Hetorodyne, tín hiệu tổng giữa tín hiệu vào và tín hiệu dao động nội đi qua bộ tách sóng quang (PIN hoặc APD)

sẽ tạo ra tín hiệu trung tần IF Tín hiệu IF sau đó được giải điều chế thành tín hiệu dải nền bằng cách sử dụng kỹ thuật tách sóng đồng bộ (synchronous) hoặc không đồng bộ(nonsynchronous) Băng thông cần thiết của bộ thu quang Heterodyne lớn hơn nhiều lần so với tách sóng trực tiếp ở tốc độ truyền xác định trước

Ngoài ra chất lượng của bộ thu quang Heterodyne sẽ giảm khi tần số của tín hiệu trung tần dao động, cho nên cần bộ điều khiển tần số tự động AFC để ổn định tần

số này thông qua lấy tín hiệu hồi tiếp từ ngõ ra của bộ giải điều chế để điều khiển dòng kích của laser dao động nội

Trong trường hợp tách sóng Homodyne, pha của tín hiệu dao động nội được khoá với tín hiệu vào nên phải sử dụng tách sóng đồng bộ Hơn nữa, kết quả của quá trình cộng hai tín hiệu và đưa đến bộ tách sóng quang tạo ra tín hiệu thông tin là tín hiệu dải nền nên không cần bộ giải điều chế Vòng hồi tiếp AFC có chức năng ổn định tần số giữa hai tín hiệu

a) Bộ thu quang Heterodyne

b) Bộ thu quang Heterodyne có khóa pha giữa tín hiệu dao động nội và tín hiệu

vàoHình 1.13 Cấu hình bộ thu quang Coherent cơ bản1.3.2.3 Tách sóng Heterodyne đồng bộ

Tách sóng Heterodyne đồng bộ được sử dụng cho giải điều chế PSK Do đó vớitách sóng này cần phải đánh giá được pha của tín hiệu IF để chuyển tín hiệu này thànhtín hiệu dải nền Do đó kỹ thuật khoá pha được sử dụng ở bộ thu để dò sự dao động pha giữa tín hiệu vào và tín hiệu của bộ dao động nội Vì tín hiệu thông tin sẽ được xử

lý trên sóng mang IF nên chúng ta chỉ cần xác định pha của tín hiệu trong miền điện

Do đó có thể sử dụng các kỹ thuật và các cấu hình vòng khoá pha PLL mà đã áp dụng trong thông tin cao tần và viba Các kỹ thuật đã nghiên cứu cho giải điều chế PSK chủyếu là xác định pha của tín hiệu vào Hơn nữa giải điều chế PSK đồng bộ rất nhạy cảm với kỹ thuật tách sóng Heterodyne Để đo được pha của tín hiệu PSK thì cần phải

có pha tham khảo dựa trên pha trung bình của tín hiệu quang ngõ vào trong khoảng thời gian xác định Do đó mục đích của việc sử dụng vòng khóa pha PLL là cung cấp giá trị tham khảo này với thời gian trung bình được xác định trong băng thông của vòng này

Kỹ thuật vòng khoá pha theo qui luật bình phương (gọi là vòng bình phương) được minh họa ở hình 1.14a

(a) Vòng bình phương

(b) Vòng Costas

Hình 1.14 Các kỹ thuật khôi phục sóng mang được sử dụng trong bộ thu quang

coherent PSK: (a) Vòng bình phương; (b) Vòng Costas1.3.2.4 Tách sóng Heterodyne không đồng bộ

Kỹ thuật tách sóng không đồng bộ có thể áp dụng cho ASK và FSK với yêu cầu tối thiểu về sự ổn định độ rộng phổ và pha của laser Tách sóng đường bao

Heterodyne của tín hiệu ASK có thể thực hiện bằng cách sử dụng bộ lọc thông dải để nhận được tín hiệu trung tần, sau đó cho tín hiệu này qua bộ tách sóng đỉnh để khôi phục tín hiệu dải nền Sơ đồ khối được minh hoạ ở hình 1.15a

(a) Bộ thu sử dụng bộ tách sóng đường bao đơn ASK

(b) Bộ thu sử dụng bộ lọc đôi FSKHình 1.15 Tách sóng Heterodyne không đồng bộ: (a) Bộ thu sử dụng bộ tách sóng

đường bao đơn ASK; (b) Bộ thu sử dụng bộ lọc đôi FSKBằng cách sử dụng hai bộ lọc có tần số trung tâm của các kênh như tần số đã phát mắc song song nhau có thể sử dụng để tách đường bao mỗi kênh cho tín hiệu FSK nhị phân Cấu hình này được minh hoạ ở hình 1.15b

1.3.2.5 Tách sóng Homodyne

Hình 1.16 So sánh phổ ngõ ra của bộ tách sóng Homodyne PSK và Heterodyne PSKTách sóng Homodyne không chỉ tăng được độ nhạy của bộ thu 3dB mà còn dễ dàng đạt được yêu cầu về băng thông của bộ thu Hình 1.16 so sánh phổ ngõ ra của bộtách sóng Homodyne PSK và Heterodyne PSK Có thể thấy rằng tách sóng Homodynechỉ yêu cầu băng thông của bộ thu tách sóng trực tiếp trong khi đó tách sóng

Heterodyne yêu cầu ít nhất hai lần băng thông này và thường là ba hoặc bốn lần Nhưng tách sóng quang Homodyne sử dụng nguồn phát và laser dao động nội độc lập nhau nên gặp phải một điều cực kỳ khó khăn để điều khiển sự khoá pha của hai tín hiệu này Tức là độ lệch pha φ trong công thức (1.22) phải luôn giữ gần bằng 0 cho các bộ thu độ nhạy cao Hơn nữa, nếu φ trôi đến giá trị π/2 thì dòng tín hiệu IS ở ngõ ra

sẽ bằng 0 và quá trình tách sóng sẽ kết thúc

1.3.2.6 Vòng khoá pha trong máy thu quang coherent

Hình 1.17 Bộ thu vòng khoá pha quang sóng mang dẫn đường (Pilot carrier)Cấu trúc vòng khoá pha quang minh họa ở hình 1.17 áp dụng kỹ thuật sóng mang dẫn đường (pilot carrier) sử dụng cho tách sóng quang homodyne PSK Sóng mang dẫn đường này được tạo ra từ điều chế pha không hoàn toàn ( pha nhỏ hơn 180°) Sóng mang dẫn đường cùng với tín hiệu vào được tổ hợp ở coupler định hướng

DC (directional coupler) 3dB và sau đó được tách sóng bằng bộ thu cân bằng Tín hiệu ngõ ra của bộ khuếch đại vi sai sẽ là hàm chênh lệch pha được sử dụng để khoá pha bộ dao động nội dưới sự điều khiển của bộ VCO sau khi đi qua bộ lọc vòng Lưu

ý rằng công suất của bất kỳ sóng mang nào được sử dụng cho quá trình khoá pha đều trực tiếp làm giảm độ nhạy của bộ thu một lượng tương đương Hơn nữa công suất củatín hiệu cần thiết để dò pha của sóng mang vào được xác định chính xác phụ thuộc vào nhiễu pha của laser nguồn và laser của bộ dao động nội được tổ hợp cũng như băng thông của PLL Do đó, băng thông của vòng tối ưu sẽ cho lỗi pha nhỏ nhất và có thể làm tăng chất lượng của bộ thu quang homodyne.

Bộ thu Homodyne sử dụng vòng khóa pha Costas áp dụng cho tín hiệu điều chếPSK được minh họa ở hình 1.18 Tín hiệu tới bộ thu và tín hiệu dao động nội được tổ hợp ở bộ Optical Hybrid sao cho hai tín hiệu này sẽ lệch pha 90° ởchai ngõ ra của bộ tách sóng quang

Hình 1.18 Bộ thu vòng khoá pha quang CostasHai tín hiệu ở ngõ ra của hai bộ tách sóng quang sẽ được khuếch đại, rồi nhân với nhau ở bộ Mixer Pha của sóng mang sau đó sẽ được xác định ởbộ lọc thông thấp Hơn nữa, tín hiệu điều khiển cũng được lọc và được sử dụng để điều chỉnh tần số của

bộ dao động nội theo cách giống như đã áp dụng cho vòng khóa pha quang sóng mangdẫn đường Tuy nhiên, sửdụng PLL quang Costas có ưu điểm là tất cảcác mạch tín hiệu bé trước khi trộn (mixer) có thể được ghép AC và do đó không không bị tiêu tốn công suất truyền như trong linh kiện sóng mang dẫn đường

Em bổ sung kết luận chương

CHƯƠNG II: Nghiên cứu hệ thống thông tin quang CO-OFDM

2.1 Sơ lược về kỹ thuật điều chế đa sóng mang trực giao OFDM

2.1.1 Khái niệm về OFDM

Kỹ thuật OFDM (viết tắt của Orthogonal frequency-division multiplexing) là một trường hợp đặc biệt của phương pháp điều chế đa sóng mang, trong đó các sóng mang phụ trực giao với nhau, nhờ vậy phổ tính hiệu ở các sóng mang phụ cho phép chồng lấn lên nhau mà phía thu vẫn có thể khôi phục lại tín hiệu ban đầu Sự chồng lấn phổ tín hiệu làm cho hệ thống OFDM có hiệu suất sử dụng phổ lớn hơn nhiều so với kỹ thuật điều chế thông thường

Kỹ thuật điều chế OFDM do R.W Chang phát minh năm 1966 ở Mỹ Trong những thập kỷ vừa qua, nhiều công trình khoa học về kỹ thuật này đã được thực hiện

ở khắp nơi trên thế giới Đặc biệt là công trình khoa học của Weistein và Ebert đã chứng minh rằng phép điều chế OFDM có thể thực hiện được thông qua phép biến đổiIDFT và phép giải điều chế OFDM có thể thực hiện được bằng phép biến đổi DFT Phát minh này cùng với sự phát triển của kỹ thuật số làm cho kỹ thuật điều chế

OFDM được ứng dụng trở nên rộng rãi Thay vì sử dụng IDFT người ta có thể sử dụng phép biến đổi nhan IFFT cho bộ điều chế OFDM, sử dụng FFT cho bộ giải điều chế OFDM

Ngày nay kỹ thuật OFDM còn kết hợp với phương pháp mã kênh sử dụng trong thông tin vô tuyến Các hệ thống này còn được gọi COFDM (code OFDM) Trong hệ thống này tín hiệu trước khi được điều chế OFDM sẽ được mã kênh với các loại mã khác nhau nhằm mục đích chống lại các lỗi đường truyền Do chất lượng kênh(fading và SNR) của mỗi sóng mang phụ là khác nhau, người ta điều chế tín hiệu trên mỗi sóng mang với các mức điều chế khác nhau Hệ thống này mở ra khái niệm về hệ thống truyền dẫn sử dụng kỹ thuật OFDM với bộ điều chế tín hiệu thích ứng Kỹ thuậtnày đã được sử dụng trong hệ thống thông tin máy tính băng rộng HiperLAN/2 ở Châu Âu Trên thế giới hệ thống này được chuẩn hóa theo tiêu chuẩn IEEE.802.11a.2.1.2 Ưu điểm và nhược điểm kỹ thuật OFDM

2.1.2.1 Ưu điểm kỹ thuật OFDM

* Hệ thống OFDM có thể loại bỏ hoàn toàn hiện tượng giao thoa giữa các kí hiệu(ISI) nếu độ dài chuỗi bảo vệ (guard interval leght) lớn hơn trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh

* Phù hợp cho việc thiết kế hệ thống truyền dẫn băng rộng, do ảnh hưởng của

sự phân tập về tần số đối với chất lượng của hệ thống được giảm nhiều so với hệ thống truyền dẫn đơn sóng mang

* Hệ thống có cấu trúc bộ thu đơn giản

2.1.2.2 Nhược điểm của hệ thống OFDM

* Đường bao biên độ của tín hiệu phát không bằng phẳng Điều này gây ra méophi tuyến ở các bộ khuyếch đại công suất ở máy phát và máy thu

* Sử dụng chuỗi bảo vệ tránh được nhiễu phân tập đa đường nhưng làm giảm

đi một phần hiệu suất sử dụng đường truyền, do bản thân chuỗi bảo vệ không mang thông tin có ích

* Do yêu cầu về điều kiện trực giao giữa các sóng mang phụ, hệ thống OFDM rất nhạy cảm với hiệu ứng Doopler cũng như sự dịch tần (frequency offset) và dịch thời gian (time offset) do sai số đồng bộ

* Nhược điểm chính của kỹ thuật OFDM là tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) lớn Tín hiệu OFDM là tổng hợp tín hiệu từ các sóng mang phụ, nên khi các sóng mang phụ đồng pha, tín hiệu OFDM sẽ xuất hiện đỉnh rất lớn khiến cho PAPR lớn Đây là yếu tố gây khó khăn trong việc bảođảm tính tuyến tính của các mạch khuếch đại, các bộ chuyển đổi ADC, DAC Một nhược điểm khác của kỹ thuật này là rất nhạy với lệch tần số, khi hiệu ứng dịch tần Doppler xảy ra tần số sóng mang trung tâm sẽ bị lệch, dẫn đến bộ FFT không lấy mẫu đúng tại đỉnh các sóng mang, dẫn tới sai lỗi khi giải điều chế các symbol Đồng thời hệ thống OFDM đòi hỏi đồng bộ tần số và thời gian một cách chính xác

2.1.3 Cơ sở kỹ thuật điều chế đa sóng mang trực giao OFDM

Hình 2.2 Bộ chuyển đổi nối tiếp – song song

Bộ chuyển đổi nối tiếp sang song song Serial/Parallel chia luồng dữ liệu tốc độcao thành từng frame nhỏ có chiều dài k × b bit, k≤N, với b là số bit trong mô hình điều chế số, N là số sóng mang k, N sẽ được chọn sao cho các luồng dữ liệu song song có tốc độ đủ thấp, để băng thông sóng mang con tương ứng đủ hẹp, sao cho hàm truyền trong khoảng băng thông đó có thể xem là phẳng

 Parallel to Serial Converter: Bộ chuyển đổi song song - nối tiếp

Hình 2.3 Bộ chuyển đổi song song – nối tiếpPhía thu sẽ dùng bộ chuyển đổi song song-nối tiếp Parallel/Serial để ghép Nluồng dữ liệu tốc độ thấp thành một luồng dữ liệu tốc độ cao duy nhất

 Bộ mapper và demapper

Hình 2.4 Bộ mapper và demapperTừng symbol b bit sẽ được đưa vào bộ mapper mục đích là nâng cao dung lượng kênh truyền Một symbol b bit sẽ tương ứng một trong M = 2b trạng thái hay một vị trí trong giản đồ chòm sao (constellation) Bên phía thu, bộ demaper chuyển các vị trí trong giản đồ chòm sao thành symbol b bit tương ứng Các phép điều chế có thể có như:

- BPSK sử dụng symbol 1 bit, bit 0 hoặc bit 1 sẽ xác định trạng thái pha 00 hoặc

1800, tốc độ baud hay tốc độ chuỗi sẽ bằng tốc độ bit Baud = Rb

- QPSK sử dụng symbol 2 bit (Dibit), Baud = Rb/ 2

- 8-PSK hay 8-QAM sử dụng symbol 3 bit (Tribit), Baud = Rb/ 3

- 16-PSK hay 16-QAM sử dụng symbol 4 bit (Quabit), Baud = Rb/ 4

 Bộ IFFT và FFT : Điều chế Fourier nhanh ngược và Fourier nhanh

Hình 2.5 Bộ IFFT và FFTOFDM là kỹ thuật điều chế đa sóng mang, trong đó dữ liệu được truyền song songnhờ rất nhiều sóng mang phụ Để làm được điều này, cứ mỗi kênh phụ, ta cần một máy phát sóng sine, một bộ điều chế và một bộ giải điều chế Trong trường hợp số kênh phụ là khá lớn thì cách làm trên không hiệu quả, nhiều khi là không thể thực hiệnđược Nhằm giải quyết vấn đề này, khối thực hiện chức năng biến đổi DFT/IDFT được dùng để thay thế toàn bộ các bộ tạo dao động sóng sine, bộ điều chế, giải điều chế dùng trong mỗi kênh phụ FFT/IFFT được xem là một thuật toán giúp cho việc thực hiện phép biến đổi DFT/IDFT nhanh và gọn hơn bằng cách giảm số phép nhân phức khi thực hiện phép biến đổi DFT/IDFT và giúp tiết kiệm bộ nhớ

Ta gọi: Chuỗi tín hiệu vào X(k), 0≤ k ≤ N-1 Khoảng cách tần số giữa các sóng mang

là ∆f Chu kỳ của một Symbol OFDM là Ts Tần số trên sóng mang thứ k là fk=f0+k∆f.Khi đó, tín hiệu phát đi có thể biểu diễn dưới dạng :

Nếu thỏa mãn điều kiện trực giao Δff T S=1 tức là Δff =1/T S thì các sóng mang sẽ trực giao với nhau, lúc này công thức 2.3 trở thành:

x a (n)=∑

k=0

N−1

X (k )e j2 πnk / N=N IDFT{X (k)} 2.4

Phương trình 2.4 chứng tỏ tín hiệu ra của bộ IDFT là một tín hiệu rời rạc cũng

có chiều dài là N nhưng trong miền thời gian

Ở đầu thu, ký hiệu vào chính là các mẫu rời rạc của tín hiệu OFDM x(t) trong miền thời gian Phía thu làm ngược lại so với phía phát, phép biến đổi FFT được áp dụng cho các tín hiệu vào của máy thu để thu được ký hiệu như đầu ra trên hình vẽ

Tại bộ thu, bộ DFT được sử dụng để lấy lại tín hiệu X(k) ban đầu

Trong trường hợp lí tưởng (tín hiệu không suy hao trên đường truyền quang):

Ở đây, hàm δ (m−k) là hàm delta, được định nghĩa là: 𝛿(n)={1nếu n=0 0 nếu n ≠ 0

 Guard Interval Insertion và Guard interval Removal: Chèn và loại bỏ

khoảng bảo vệ

Hình 2.6 Bộ Guard Interval Insertion và Guard interval Removal

Hai nguồn nhiễu giao thoa (interference) thường thấy trong các hệ thống truyền thông, cũng như trong hệ thống OFDM là ISI và ICI

- ISI (Inter-Symbol Interference): nhiễu giao thoa liên ký tự, được định nghĩa là xuyên nhiễu giữa các symbol trong khoảng thời gian Symbol ts của các frame FFT liêntiếp (trong miền thời gian)

- ICI (Inter-Carrier Interference): nhiễu giao thao liên sóng mang, được định nghĩa là xuyên nhiễu giữa các kênh sóng mang phụ (subchannels) của cùng một frame FFT (trong miền tấn số)

Nhiễu ICI được loại bỏ hoàn toàn nhờ sử dụng tập sóng mang trực giao làm tập tần sốcủa các kênh phụ Nhiễu ISI sẽ gần như được loại bỏ hoàn toàn nếu ta sử dụng số lượng sóng mang N đủ lớn, khi đó băng thông của mỗi kênh đủ nhỏ so với coherence bandwith, tức là độ rộng của một symbol có ích ts sẽ lớn hơn trải trễ của kênh truyền Tuy nhiên do độ phức tạp của phép biến đổi FFT tăng khi N tăng, nên N phải được chọn tối ưu, bộ Guard interval Insertion (Hình 2.6) được sử dụng nhằm kéo dài độ rộng symbol có ích ts mà vẫn giữ nguyên số sóng mang Bộ Guard Interval Insertion

sẽ chèn thêm một khoảng bảo vệ 𝛥G gồm q mẫu vào mỗi symbol, khi này độ rộng một symbol tổng cộng sẽ là:

Các loại khoảng bảo vệ:

* Tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ rỗng 𝛥G đủ lớn so với trải trễ của kênh truyền thìnhiễu ISI được loại bỏ Tuy nhiên trong trường hợp này thì việc chèn thêm khoảng bảo vệ sẽ làm cho phổ tín hiệu ở đầu thu thay đổi so với phổ ban đầu sau IFFT ở phần phát, gây mất tính trực giao giữa chúng

* Chèn khoảng bảo vệ 𝛥G có tính chất cyclic prefix nhằm duy trì tính trực giao do bộ IFFT tạo ra Nếu chiều dài q mẫu được chèn vào ký hiệu lớn hơn thời gian trễ lớn nhấtcủa kênh truyền thì hiện tượng ISI sẽ được loại bỏ hoàn toàn

Hình 2.7 Tín hiệu OFDM không có khoảng bảo vệ

Hình 2.8 Tín hiệu OFDM với khoảng bảo vệ rỗng

Hình 2.9 Tín hiệu OFDM với khoảng bảo vệ có tính cyclic prefix

Giả sử kênh truyền có trải trễ lớn nhất là τmax=q t S

N (t S

N chính là khoảng thời gian lấy mẫu của tín hiệu thời gian liên tục x(t), kênh truyền sẽ trải ra thêm q mẫu q mẫu cuối của symbol x nlà [x n−q , x n−q +1 ,… , x n−1] sẽ được chèn vào phần đầu của xn để tạo thành symbol sn=[x n−q , x n−q +1 ,… , x n−1 , x0, x1,… , x n−1], độ rộng khi này là:

Ts = ts + q t S

Symbol sn sẽ được đưa vào bộ D/A để tái tạo tín hiệu thời gian s(t)

Giả sử kênh truyền có đáp ứng xung c(t), tín hiệu tại phía thu sẽ là

Kí hiệu rn=[r0,r1,….rN+q-1] là các mẫu rời rạc khi lấy mẫu r(t) tại các thời điểm nt s

N Bộ Guard Interval Removal ở phía thu sẽ loại bỏ q mẫu dầu tiên bị ISI của rn thu được

symbol tại phía thu Sau đó tín hiệu số rời rạc sẽ được đưa vào bộ FFT để lấy lại chuỗi

dữ liệu ban đầu

- Đối với nhiễu ICI chúng ta có thể sử dụng nội suy và truyền pilot theo khoảngcách Df để giảm nhiễu Việc sử dụng pilot là dùng để ước lượng, cân bằng kênh truyền và đồng bộ phía thu Mục đích của việc truyền dẫn là sao cho truyền được càngnhiều thông tin càng tốt, do đó việc sử dụng pilot càng ít càng tốt Chính điều này nên

ta cần dùng đến nội suy Tín hiệu OFDM gồm miền thời gian và miền tần số nên ta có thể chèn pilot theo miền thời gia, tần số hoặc cả hai Việc quyết định chèn piloit theo phương thức nào còn phụ thuộc vào môi trường truyền dẫn biến đổi như thế nào

Ngoài ra chúng ta còn có thể gảm nhiễu bằng cách chèn zeros giúp tránh nhiễuICI ở những điểm biên và đỉnh của mỗi kung OFDM Đó là những điểm khó khôi phục dữ liệu, đặc biệt là đỉnh OFDM do vậy người ta sẽ chèn zeros nhiều hơn ở hai biên

 Bộ biến đổi D/A và A/D

Hình 2.10 Bộ biến đổi D/A và A/DChuỗi ký hiệu sau khi được chèn khoảng bảo vệ sẽ được đưa đến bộ biến đổi D/A (số sang tương tự) và bộ lọc thông thấp tạo ra tín hiệu liên tục s(t) để đưa vào kênh truyền

Ở phía thu, bộ A/D ( bộ biến đổi tương tự sang số) sẽ lấy tín hiệu OFDM thu được biến đổi thành tín hiệu rời rạc và chuyển đến bộ loại bỏ khoảng bảo vệ

 Bộ Up-Converter và Down-Converter

Hình 2.11 Bộ Up-Converter và Down-Converter

Bộ Up-Converter đưa tần số của tín hiệu s(t) lên cao để anten có thể dễ dàng bức

xạ tín hiệu ra không gian Ở phía thu, tín hiệu thu được sẽ được đưa vào bộ Converter để chuyển tns hiệu về tín hiệu băng gốc

Down- Bộ cần bằng Equalizer

Với vai trò tối ưu hóa tín hệu rời rạc trước khi cho qua bộ điều chế số để giam bớt

tỷ lệ lỗi bit BER của hệ thống

Do các kênh sóng mang phụ có băng thông hẹp chỉ chịu fading phẳng, nên một

bộ Equalizer đơn giản được sử dụng nhằm tối ưu tín hiệu rời rạc trước khi cho qua bộ giải điều chế số demodulator hay demapper, để giảm bới tỉ số lỗi bit BER của hệ thống Trong đề tài, bộ cân bằng dựa trên thuật toán nội suy bậc một được sử dụng Ý tưởng là dựa vào pilot để nội suy ra toàn bộ đáp ứng kênh truyền qang tương ứng từ

đó sử dụng các biện pháp bù kênh truyền

Ngoài ra tín hiệu BER người ta còn sử dụng thêm các khối FEC (forward Error Correction) để sửa lỗi đơn, sử dụng thêm khối Interleavers dể hoán đổi vị trí biến các bit lỗi dạng chùm thành các bit đơn để FEC có thể sửa được

 Dung lượng của hệ hống OFDM

Xét cho trường hợp đơn giản với giả thiết là cấu hình các sóng mang con giống nhau, nghĩa là tất cả các sóng mang con đều có chung một cấu hình (điều chế, mã hóa, băng thông, công suất… )

Nếu gọi Rc là tỷ lệ mã, M là mức điều chế, Nsub là số sóng mang con, Tsym là thời gian symbol, B là độ rộng băng tần của tín hiệu thông tin hay số liệu, TFFT là thời

gian FFT, khoảng cách sóng mang con là 𝛥f=1/TFFT và FSR là tỷ số thời gian FFT và thời gian symbol OFDM, tốc độ bit tông được xác định như sau:

R tb=¿ ¿

Từ công thức 2.9 cho thấy rằng đối với một sóng mang con hay một nhóm các sóng mang con, bốn thông số sau đây sẽ quyết định tốc độ bit: (1) tỷ lệ mã, (2) mức điều chế, (3) độ rộng băng, (4) FSR Trong một hệ thống OFDM ta có thể thay đổi các thông số này để đạt được tốc độ bit tốt nhất nhưng vẫn đảm bảo được QoS cho hoàn cảnh cũng như yêu cầu cụ thể của kênh tại thời điểm xét

2.1.3.2 Trực giao giữa các sóng mang con và các băng con OFDM

Điều chế đa sóng mang MCM truyền tín hiệu s(t) được biểu diễn như sau:

Máy tách sóng tối ưu sóng mang con có thể sử dụng bộ lọc có dạng sóng mang con phù hợp hoặc một bộ tương quan kết nối các sóng mang con như trên hình:

Hình 2.12 Mô hình điều chế đa sóng mang

Do vậy, tách sóng ký hiệu thông tin c’ik ở đầu ra của bộ tương quan được cho bởi công thức:

Thì hai sóng mang con trực giao sẽ trực giao với các sóng mang con còn lại Cónghĩa là ta sẽ có một tập các sóng mang con trực giao với nhau cùng với không gian tần số Hơn nữa, khái niệm trực giao này có thể mở rộng để phát triển đa băng OFDM vào một tín hiệu với độ rộng phổ lớn hơn rất nhiều.

Hình 2.13 Sử dụng băng trong ghép kênh băng trực giao OBM-OFDM

Hình 2.13 biểu diễn ghép kênh băng trực giao OBM, thể hiện trọn vẹn phổ được tạo thành bởi N băng con OFDM Để duy trì trực giao, độ rộng tần số giữa hai băng OFDM phải là bội số hằng số của độ rộng tần số sóng mang con Điều kiện trực giao của các băng là 𝛥fG = m𝛥f, với m là số nguyên Đây chính là một phương pháp để tăng dung lượng kênh bằng việc thêm các băng con OFDM vào trong phổ tín hiệu

Hình 2.14 Lược đồ hệ thống xử lí OBM-OFDM trong các kênh tín hiệu đã trộn ở máy

thu (b) và máy phát (a)

Hình 2.15 Minh họa của tách sóng một băng và tách sóng hai băng.

Biểu đồ máy phát và máy thu cấu hình cho OBM-OFDM được biểu diễn như trên hình 2.14 Phương pháp được đề xuất đầu tiên được gọi là kênh chéo OFDM (XC-OFDM) Ưu điểm duy nhất của phương pháp này chính là tốc độ bit có thể được nâng cao hoặc được biến đổi đặc tính nhờ vào một phương pháp xử lí băng thông hiệuquả

Ở phía thu, phổ có thể được chia thành nhiều băng con Phân vùng ở máy thu không cần thiết giống với ở phía phát Hình 2.15 biểu diễn một ví dụ của tách sóng đơn băng và đa băng Trong trường hợp đầu, bộ dạo động nội laser ở máy thu điều chỉnh dao động của mỗi băng và bộ lọc chống răng cưa Filter I chỉ chọn một băng để tiến hành lọc Ở trường hợp sau, laser máy thu điều chỉnh để cùng pha với băng bảo

vệ và bộ lọc chống răng cưa Filter II xử lí cả hai băng đó, tín hiệu được chuyển thành các ký hiệu số và chia ra bởi các bộ down-converter số để được tách sóng đồng thời Nhiễu liên băng IBI cũng bị loại bỏ bởi trực giao giữa các băng liền kề dù có sự rò rỉ (leakage) của các sóng mang con từ những băng liền kề CO-OFDM có thể đạt được tốc độ truyền dẫn cao nhờ có sử dụng OBM bỏ qua giai đoạn DAC/ADC ở tốc dộ lấy mẫu cao nhất

Hình 2.16 Minh họa ba phương pháp khác nhau được sử dụng để tách sóng trong tínhiệu NGI-CO-OFDM sử dụng 24 sóng mang tốc độ truyền dẫn 1.2 Tb/s, các sóngmang PDM-QPSK 12.5 Gbaud, ADC 50GS/s, (a) tách sóng 1 sóng mang trên 1 lầnlấy mẫu với tần số lấy mẫu thừa số của 4, (b) tách sóng 2 sóng mang trên mẫu với tần

số lấy mẫu thừa số của 2, (c) tách sóng 3 sóng mang trên mẫu với tần số lấy mẫu thừa

số của 1 OLO là bộ quang dao động nội

Một ưu điểm của tách sóng đa băng đó là nó có khả năng tiết kiệm số thành phần thiết bị quang ở phía máy thu 24 băng trực giao của tín hiệu OFDM được truyềntạo ra tốc độ bit 1.2Tb/s Ở phía máy thu, ba sơ đồ được sử dụng: (1) tách sóng đơn băng trên ADC với hệ số tần số lấy mẫu của 4, (2) tách sóng 2 băng trên ADC với hệ

số tần số lấy mẫu của 2, (3) tách sóng 3 băng trên ADC với hệ số tần số lấy mẫu của

1 Cả ba sơ đồ trên đều có thể khôi phục tín hiệu một cách hoàn chỉnh ở phía thu Giả

sử băng thông ADC đủ rộng thì sẽ tăng được số lượng băng được tách sóng đồng thời

và giảm bớt số máy thu quang so với yêu cầu

Hình 2.17 Hiệu suất độ nhạy SNR của hai sóng mang biên trong hình (a) truyền dẫnback-to-back và (b) ở khoảng cách truyền 1000km Tần số băng bảo vệ được chuẩn

hóa theo khoảng cách sóng mang con

Như đã đề cập lúc trước, điều kiện trực giao được thỏa mãn khi băng bảo vệ𝛥fG là bội số của độ rộng sóng mang con 𝛥f Nghiên cứu tổng quát của điều kiện trựcgiao là đạt được giá trị IBI nhỏ nhất trong thực tế triển khai Đối với nhiễu liên băng

IBI, các sóng mang con ở biên của mỗi băng phải chịu hậu quả của chồng lấn liên băng là lớn nhất Hình 2.17 a,b biểu diễn SNR máy thu của các “sóng mang con biên” (sóng mang con đầu tiên và cuối cùng của băng) như một hàm của băng bảo vệ chuẩn hóa độ rộng sóng mang con, truyền back-to-back và khoảng cách truyền 1000km Để cho đơn giản, chỉ một giá trị độ phân cực được đưa ra Tỉ lệ tín hiệu trên nhiễu SNR dao động như khoảng bảo vệ tăng với một kích thước bước của một nửa khoảng cách giữa các sóng mang con Như đã biết trong lí thuyết phần, nhiễu ICI do khoảng cách giữa các tần số là một hàm sin Dao động SNR cuối cùng cũng sẽ trở về một giá trị không đổi, trong đó ảnh hưởng của băng liền kề có thể được coi là không đáng kể Bằng cách so sánh với các SNR ổn định, chúng ta có thể tìm được độ rộng băng bảo

vệ thích hợp cho hệ thống Ở khoảng cách truyền 100km, khi các băng tần bảo vệ tương đương với một bội số của khoảng cách sóng mang con, SNR ổn định ở mức khoảng 10.5 dB và các giả định rằng băng bảo vệ có thể giảm thiểu mang lại hiệu quả quang phổ cao hơn bằng cách sử dụng điều kiện ghép băng trực giao

2.1.4 Ảnh hưởng của kênh truyền lên tín hiệu OFDM

2.1.4.1 Kênh truyền AWGN

Hình 2.18 Kênh truyền AWGNNhiễu tồn tại trong tất cả các hệ thống truyền dẫn Các nguồn nhiễu chủ yếu là nhiễu nền nhiệt, nhiễu điện từ các bộ khuếch đại phía thu, và nhiễu liên ô ICI Các loạinhiễu này có thể gây ra nhiễu liên kí tự ISI, nhiễu liên sóng mang ICI Nhiễu này làm giảm tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR, giảm hiệu quả phổ của hệ thống

Hầu hết các loại nhiễu trong các hệ thống có thể được mô phỏng một cách chính xác bằng nhiễu trắng cọng Nói cách khác tạp âm trắng Gaussian là loại nhiễu phổ biến nhất trong hệ thống truyền dẫn Loại nhiễu này có mật độ phổ công suất là đồng đều trong cả băng thông và biên độ tuân theo phân bố Gaussian Theo phương pháp tác động thì nhiễu Gaussian là nhiễu cộng

Nhiễu nhiệt (sinh ra do dự chuyển động nhiệt của các hạt tải điện gây ra) là loạinhiễu tiêu biểu cho nhiễu Gaussian trắng cộng tác động đến kênh truyền dẫn Đặc biệt,trong hệ thống OFDM, khi số sóng mang phụ là rất lớn thì hầu hết các thành phần

nhiễu khác cũng ó thể được coi là nhiễu Gaussian trắng cộng tác động trên từng kênh con vì xét trên từng kênh con riêng lẻ thì đặc điểm của các loại nhiễu này thỏa mãn các điều kiện của nhiễu Gaussian trắng cộng.

2.1.4.1 Kênh truyền Rayleigh Fading

2.1.4.1.1 Sự suy giảm tín hiệu

Hình 2.19 Ảnh hưởng của mối trường vô tuyến

Sự suy giảm tín hiệu là sự suy hao mức công suất tín hiệu trong quá trình truyền từ điểm này đến điểm khác Điều này có thể là do đường truyền dài, do các tòa nhà cao tầng và hiệu ứng đa đường Bất kì một vật cản nào trên đường truyền đều có thể làm suy giảm tín hiệu

2.1.4.1.2 Hiệu ứng đa đường

Hiệu ứng này ta chỉ xét qua bị nó sẽ bị loại bỏ trong hệ thống thông tin quang

Hình 2.20 Tín hiệu đa đường

Trong đường truyền vô tuyến, tín hiệu RF từ máy phát có thể bị phản xạ từ các vật cản sinh ra nhiều đường tín hiệu đến máy thu (hiệu ứng đa đường) dẫn đến lệch pha giữa các tín hiệu đến máy thu làm cho biên độ tín hiệu thu bị suy giảm.

2.1.5 Tỷ số công suất đỉnh tên công suất trung bình (PAPR)

Tín hiệu OFDM bao gồm những sóng mang phụ được điều chế độc lập có biên

độ và pha khác nhau Những sóng mang phụ này có phổ khác nhau trong miền tần số

và được truyền cùng lúc Khi những sóng mang phụ được cộng liền mạch với nhau, công suất đỉnh tức thời của tín hiệu OFDM sẽ lớn hơn rất nhiều so với công suất trungbình Trong trường hợp xấu nhất, khi N tín hiệu được cộng cùng pha, công suất đỉnh

sẽ lớn hơn N lần so với công suất trung bình

Hình 2.21Công suất đỉnh và công suất trung bình của 1 ký hiệu OFDM, sử dụng 256

sóng mang phụ và phép điều chế 4-QAMTrong một hê thống OFDM, gọi Xn là một ký hiệu OFDM với n = 0,1,2,….N-

1, vecto X=[X0,X1,X2,… XN-1]T là một khối dữ liệu OFDM Chúng được truyề trên một tập hợp các sóng mang phụ fk với k=0,1,2,….N-1 Các sóng mang này được chọn trực giao với nhau

Biên độ tức thời của tín hiệu baseband OFDM có N thành phần tần số sau khi qua bộ IFFT được biểu diễn như sau:

Trong đó, X n expj(ϕ n) là ký hiệu phức ở baseband thứ n có biên độ là Xn có pha

là ϕ n, N là số sóng mang phụ trong hệ thống OFDM

Công suất đường bao tức thời được cho bởi công thức:

PAPR được định nghĩa là tỉ số của giá trị công suất đường bao tức thời lớn nhất

và giá trị công suất trung bình:

PAPR=max{P(t ) P avg}=max{ |x(t)|2

 Hàm phân bố tích lũy bù (CCDF) của PAPR

Hàm mật độ tích lũy CDF là một thông số thường đượcs ử dụng để biểu diễn khả năng giảm PAPR của bất kỳ một kỹ thuật giảm PAPR Thông thường ta sử dụng hàm mật độ tích lũy bù CCDF thay vì sử dụng CDF, nó thể hiện xác suất 1 frame OFDM

có giá trị PAPR lớn hơn một giá trị ngưỡng PAPR0 cho trước

Hàm CCDF được biểu diễn bởi công thức sau:

CCDF(PAPR ( x ))=Pr ⁡(PAPR (x )>PAPR0)

* Kết luận: Hệ thống OFDM có thêm hạn chế đó là tỉ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (PAPR) cao

2.2 Cơ bản về hệ thống quang OFDM

2.2.1 Lịch sử phát triển

Trước kia ta chỉ biết đến kỹ thuật OFDM được áp dụng phổ biến hơn trong hệ thống thông tin vô tuyến nhưng nhờ vào những ưu điểm của kỹ thuật này khi triển khai trong hệ thống hữu tuyến, rất nhiều những mô hình sử dụng kỹ thuật điều chế

OFDM truyền trên kênh truyền quang được đưa ra, mô phỏng và chứng minh bằng thực nghiệm Những tài liệu viết về hệ thống quang OFDM tăng một cách mạnh mẽ từkhi có sự phát triển về những định dạng điều chế tín hiệu cho truyền tải dữ liệu với khoảng cách xa trong tách sóng trực tiếp quang OFDM (DDO-OFDM: direct-

detection optical OFDM) với ưu điểm là giá thành thiết bị thấp và tách sóng kết hợp với định hướng đạt được hiệu suất phổ cao và độ nhạy máy thu lớn Và đến năm 2007,

hệ thống CO-OFDM đầu tiên trên thế giới được đưa vào triển khai thực tế thành công với tốc độ đường truyền 8Gb/s và những năm sau đó tốc độ truyền tải tối đa có thể lêntới 1Tb/s đơn kênh vào năm 2009 và 10.8Tb/s nếu sử dụng biến đổi quang Fourier nhanh FFT Nhưng trái lại, quá trình xử lí tín hiệu số với hệ thống quang OFDM chỉ dừng lại ở mức 100Gb/s do những vấn đề về tính thương mại của các thiết bị hệ thốngcũng như rắc rối trong việc triển khai trên thực tế nhưng các vấn đề này chắc chắn sẽ giải quyết trong tương lai nhờ vào sự phát triển và nghiên cứu không ngừng để cải thiện hiệu suất phổ và sự linh hoạt trong thiết kế mạng lưới

Giai đoạn phát triển sau này, hệ thống quang còn nghiên cứu và đưa vào sử dụng công nghệ ghép kênh băng trực giao OBM (orthogonal-band-multiplexing), đây

là một chìa khóa giúp thúc đẩy tốc độ truyền dẫn cho OFDM lên tới 56Gb/s và

110Gb/s qua 600km đường truyền bằng sợi quang chuẩn SSMF

2.2.2 Khả năng tương thích của OFDM với các hệ thống trong tương lai và tính chất thương mại

Mạng quang ngày nay chủ yếu có nền tảng là các kết nối điểm điểm, bao gồm

cả các hệ thống lắp đặt, bảo vệ, duy trì và tận dụng băng thông dữ liệu Các mạng quang hiện đại đang được phát triển theo xu hướng có khả năng thích nghi cao với các

hệ thống cũ trước đó, tái cấu trúc khi cần thiết tương tự như mạng LAN vô tuyến Và

họ nhận ra rằng quang OFDM có những tố chất như thế để có thể phát triển, tuy còn nhiều vấn đề gặp phải nhưng sẽ được giải quyết và xử lí thông qua sự cải tiến các địnhdạng điều chế và hệ thống

Mục tiêu nghiên cứu của một công nghệ dù là điều chế NRZ, RZ, DPSK hay sóng mang đơn kết hợp và ngay cả hệ thống quang OFDM đều phải dựa trên nguyên tắc thực tế và tính thương mại hóa Nhưng công nghệ hay hệ thống mới được đưa vào

sử dụng thực tế sau khi đã được kiểm định và đánh giá, không chỉ là những tiêu trí về tốc độ, hiệu năng được cải thiện mà quan trọng không kém đó là giá thành triển khai với mục tiêu càng ít thay đổi kết câu, hạ tần truyền dẫn mà vẫn nâng cao chất lượng hệthống là điều được quan tâm nhất

2.2.3 Hiệu suất phổ của hệ thống quang OFDM

Trong hệ thống tách sóng quang trực tiếp DDO-OFDM, miền điện của tín hiệu quang thường không phải là bản sao tuyến tính của các tín hiệu băng gốc, và nó đòi hỏi một băng tần bảo vệ tần số giữa sóng mang quang chính và quang phổ OFDM, điều này làm giảm hiệu suất quang phổ Hiệu suất quang phổ thực phụ thuộc vào các chi tiết trong hệ thống xử lí, chúng ta sẽ tập trung nghiên cứu đến hiệu quả quang phổ trong hệ thống CO-OFDM Trong hệ thống OFDM, Nsc sóng mang con được truyền