Điều khiển thích nghi hệ truyền động cơ không đồng bộ sáu pha

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO - BỘ GIAO THÔNG VẬN TẢI TRƯỜNG ĐẠI HỌC GIAO THÔNG VẬN TẢI TP HỒ CHÍ MINH PHẠM THÚY NGỌC ĐIỀU KHIỂN THÍCH NGHI HỆ TRUYỀN ĐỘNG ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ SÁU PHA LUẬN ÁN TIẾN SĨ KỸ THUẬT TP HỒ CHÍ MINH- 2020 BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO - BỘ GIAO THÔNG VẬN TẢI TRƯỜNG ĐẠI HỌC GIAO THÔNG VẬN TẢI TP HỒ CHÍ MINH PHẠM THÚY NGỌC ĐIỀU KHIỂN THÍCH NGHI HỆ TRUYỀN ĐỘNG ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ SÁU PHA Chuyên ngành: Kỹ thuật điều khiển tự động hoá Mã số: 9520216 NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC: PGS TS NGUYỄN HỮU KHƯƠNG TS TRẦN THANH VŨ TP HỒ CHÍ MINH- 2020 I LỜI CAM ĐOAN Tơi xin cam đoan luận án tiến sĩ với đề tài: “Điều khiển thích nghi hệ truyền động động khơng đồng sáu pha” cơng trình nghiên cứu khoa học độc lập riêng Các kết nghiên cứu luận án trung thực chưa công bố nghiên cứu Tất tham khảo kế thừa trích dẫn tham chiếu đầy đủ Thành phố Hồ Chí Minh, ngày 09 tháng năm 2020 Nghiên cứu sinh Phạm Thúy Ngọc II LỜI CẢM ƠN Tôi xin gửi lời cảm ơn chân thành đến người thầy tôi: PGS.TS Nguyễn Hữu Khương, TS Trần Thanh Vũ – thầy Hội Đồng Khoa Học Trường Đại học Giao Thơng Vận Tải Thành Phố Hồ Chí Minh tận tâm dành thời gian hướng dẫn cho tơi ý kiến đóng góp q báu giúp tơi hồn thành tốt luận án Tơi xin gửi lời cảm ơn Ban lãnh đạo Trường Đại học Giao Thông Vận Tải Thành Phố Hồ Chí Minh, Viện đào tạo sau đại học, Khoa Điện_ĐTVT, phòng ban chức tạo điều kiện hỗ trợ, giúp đỡ suốt thời gian học tập trường Tôi xin cảm ơn Ban lãnh đạo Trường Đại học Công nghiệp Thành phố Hồ Chí Minh, lãnh đạo đồng nghiệp Khoa Công nghệ điện Trường Đại học Cơng nghiệp Thành phố Hồ Chí Minh, nhà khoa học, chuyên gia tạo điều kiện hỗ trợ thời gian học tập cho ý kiến góp ý giúp tơi hồn thiện luận án Tơi xin bày tỏ lịng biết ơn tới Bố, Mẹ tôi, người hy sinh thầm lặng ln dành tình u thương cho tơi, tới gia đình nhỏ, chồng hai gái thân yêu tôi, người tin tưởng, động viên giúp tơi vượt qua khó khăn để hồn thành luận án Cuối cùng, xin gửi lời tri ân tới người bạn lớn, người Thầy, người ln đồng hành, chia sẻ khó khăn tơi, người mà thái độ làm việc, nghiên cứu khoa học nghiêm túc đạo đức sống mẫu mực gương để phấn đấu noi theo, động lực để hướng tới sống tốt đẹp, cống hiến cho nghiên cứu khoa học hoạt động có ích cho cộng đồng Một lần xin chân thành cảm ơn! Thành phố Hồ Chí Minh, ngày 09 tháng năm 2020 Nghiên cứu sinh Phạm Thúy Ngọc III TÓM TẮT Trong thập kỷ gần đây, việc nâng cao chất lượng hệ thống điều khiển, nhận dạng hệ truyền động không cảm biến tốc độ nhiều pha nói chung động khơng đồng sáu pha khơng đối xứng (SPIM) nói riêng nhận quan tâm lớn từ nhà nghiên cứu Các nghiên cứu hệ truyền động SPIM cho thấy, bên cạnh ưu điểm vượt trội so với hệ truyền động không đồng ba pha, hệ truyền động SPIM phải đối mặt với vấn đề điều khiển hệ truyền động ba pha truyền thống tính chất phi tuyến SPIM, thơng số khơng chắn, nhiễu tải,… Thậm chí vấn đề điều khiển hệ truyền động SPIM phức tạp có gia tăng số pha Trong luận án này, tác giả đề xuất cấu trúc điều khiển phi tuyến kết hợp điều khiển Backstepping điều khiển cổng Hamiltonian (BS_PCH) nhằm cải tiến chất lượng điều khiển vector (IFOC) hệ truyền động SPIM Bộ điều khiển tốc độ vịng ngồi hệ truyền động SPIM đề xuất sử dụng BS cải tiến bổ sung thêm thành phần tích phân sai số theo dõi để tăng độ xác cải thiện tính bền vững điều khiển Bộ điều khiển PCH đề xuất cho điều khiển dòng vòng để tăng khả bám đuổi theo tham chiếu, tốc độ đáp ứng đảm bảo tính ổn định, bền vững trước thay đổi tham số máy điện, nhiễu tải,… Trên thực tế, biết, điều khiển đảm bảo chất lượng điều khiển tốt cho điều khiển không cảm biến tốc độ hệ truyền động SPIM không sử dụng quan sát trạng thái phù hợp xác Nhiều nghiên cứu thực để cải thiện chất lượng quan sát, nâng cao chất lượng hệ truyền động SPIM không cảm biến tốc độ Trong số kỹ thuật đề xuất, MRAS chiến lược phổ biến việc thực đơn giản địi hỏi nỗ lực tính tốn thấp Các quan sát dựa MRAS áp dụng thành cơng khu vực tốc độ trung bình cao, nhiên hoạt động dải tốc độ thấp tốc độ không thách thức lớn Vấn đề liên quan đến độ nhạy thông số máy điện, sai số nhiễu đo lường đo dòng điện áp stator, vấn đề tích phân túy, Do đó, luận án đưa đề xuất thứ hai để cải thiện chất lượng quan sát tốc độ, nhận dạng từ thông rotor, đặc biệt vùng tốc độ thấp tốc độ gần không Trong quan sát tốc độ thích nghi dựa mơ hình tham chiếu dòng stator cải tiến IV sử dụng mạng nơ ron mơ hình trượt (NNSM_SC MRAS) đề xuất: Thứ nhất, tác giả đề xuất quan sát tốc độ dựa mơ hình tham chiếu dịng stator (SC_MRAS), MRAS dòng thành phần dòng điện stator đo sử dụng trực tiếp làm mơ hình tham chiếu để tránh vấn đề tích phân túy ảnh hưởng thay đổi tham số động Mơ hình thích nghi quan sát đề xuất sử dụng mạng nơ ron tuyến tính Adaline với thuật tốn LS để ước tính tốc độ rotor Giải thuật LS đơn giản hoàn toàn phù hợp với toàn ước lượng tốc độ hàm ước lượng thực tế xem hàm tuyến tính Đề xuất nhằm giảm nỗ lực tính tốn khắc phục số nhược điểm gây tính phi tuyến sử dụng giải thuật phi tuyến BPN nghiên cứu đề xuất trước Thứ hai, quan sát dịng đề xuất làm việc chế độ dự báo thay chế độ mô nghiên cứu công bố, dẫn đến hội tụ nhanh thuật toán, sai số ước lượng tốc độ thấp trạng thái độ xác lập Thứ ba, nhận dạng từ thông rotor để cung cấp cho mơ hình thích nghi dịng điều khiển đề xuất sử dụng SM Bộ nhận dạng từ thông thiết kế dựa điều kiện ổn định Lyapunov Điện trở stator ước lượng cập nhật online cho ước lượng dòng stator điều khiển BS_PCH để giảm ảnh hưởng thay đổi thơng số máy đến q trình ước lượng điều khiển tốc độ Các giải pháp cải thiện độ xác ổn định nhận dạng từ thơng rotor, cải thiện độ xác tốc độ ước tính, chất lượng điều khiển hệ truyền động, đặc biệc tần số làm việc thấp Cuối cùng, tác giả đề xuất sử dụng Euler điều chỉnh tăng thêm biến trạng thái đầu vào để tăng độ xác cho quan sát dịng mơ hình thích nghi quan sát Mặt khác, hệ truyền động sử dụng SPIM, việc sử dụng biến tần nguồn áp sáu pha lựa chọn tất yếu nguồn sáu pha khơng có sẵn Các phương pháp điều chế độ rộng xung (PWM) cho biến tần nguồn áp sáu pha gây xung điện áp common mode cao Mục tiêu điều khiển điện áp biến tần triệt tiêu ảnh hưởng bất lợi gây điện áp common mode, tức giảm điện áp common mode mức thấp triệt tiêu chúng zero Vì vậy, để nâng cao chất lượng hệ truyền động SPIM, luận án đề xuất kỹ thuật điều rộng xung sóng mang làm giảm điện áp common mode (Reduced Common Mode Voltage -RCMV) áp dụng cho hệ truyền động SPIM Kỹ thuật sóng mang đề xuất V đơn giản đòi hỏi khối lượng tính tốn ít, dễ dàng phát triển trường hợp mở rộng kỹ thuật PWM cho biến tần đa bậc biến tần nhiều pha Phương pháp có hiệu kinh tế cao, điện áp common mode giảm kiểm sốt thành cơng phạm vi ±Vd/6 Việc kết hợp thành công quan sát NNSM_SC_MRAS cấu trúc điều khiển phi tuyến BS_PCH, giải thuật giảm điện áp common mode cho điều khiển vector không sử dụng cảm biến tốc độ hệ truyền động SPIM góp phần nâng cao chất lượng điều khiển tổng thể hệ thống, làm gia tăng khả bám đuổi theo tín hiệu đặt, độ ổn định, bù đắp cho không chắn gây độ nhạy tham số SPIM, lỗi đo lường nhiễu tải Ứng dụng hệ truyền động đề xuất kết hợp điều khiển BS_PCH, quan sát tốc độ NNSM_SC _MRAS giải thuật giảm điện áp common mode cho hệ thống đẩy xe điện thực tác giả trình bày luận án Các kết thu cho thấy hệ thống truyền động đề xuất đáp ứng tốt yêu cầu hệ thống đẩy xe điện Kết cho phép thúc đẩy nghiên cứu ứng dụng thực tế hệ truyền động SPIM cho phương tiện thiết bị ngành giao thông vận tải lĩnh vực cơng nghiệp, v.v… Bên cạnh việc trình bày, dẫn giải lý thuyết, mô sử dụng MATLAB/ Simulink thực Các kết mô chiến lược đề xuất so sánh với phương pháp truyền thống phương pháp đại cơng bố gần để chứng minh tính hiệu giải pháp đề xuất Từ khóa: Hệ truyền động động khơng đồng sáu pha, điều khiển thích nghi, MRAS, quan sát tốc độ MRAS dịng stator, nhận dạng từ thơng sử dụng SM, điều khiển phi tuyến BS_PCH VI Abstract In recent decades, the improvement of the control and identification system in the (SPIM) six phase induction motor drives has received great attention from the researchers SPIM drive studies show that, besides, the outstanding advantages compared to three phase induction motor drive, SPIM drives also face the control problems as in the traditional three phase induction motor drives due to the nonlinearity of SPIM, uncertain parameters, load noise, etc Even the problems of the control of SPIM drives are more complicated due to the increase in number of phases of SPIM In this thesis, the author proposes a new nonlinear control structure that combines the Backstepping control and the Port Controlled Hamiltonian (BS_PCH) to improve the performance of the vector control system in the SPIM drives The outer speed and flux control loop design are based on the BS technique using the integral tracking errors action to increase the accuracy and improve its robustness The PCH scheme is proposed for inner current control loop to improve performance and ensure the stability, accuracy speed response for the drive system, enhance the robustness for the sensitivity of changes in machine parameters, load disturbance,… In fact, as we knew that the control techniques for the sensorless control for SPIM drives can not guarantee good performances without the use of accurate and suitable state observer Lots of research has been done to improve the performance of the observers Among the proposed techniques, MRAS are the most common strategy due to their low computational effort and simplicity These MRAS based on observers have been successfully applied in medium and high speed region, howerver, low and zero speed operation is still a large challenge This is related to the machine parameter sensitivity, flux pure integration problems, stator voltage and current acquisition problems and inverter nonlinearity, Therefore, the thesis gives the second proposal to improving the quality of the speed observer, rotor flux identifier, especially at low and near zero speed region In the novel version of the stator current model reference adaptive system based on speed observer using neural networks and sliding mode (NNSM_SC_MRAS) for sensorless vector control of the SPIM drives is proposed: First, in order to avoid the effect of a pure integrator and VII influence of motor parameter variations, the measured stator current components are used as the reference model The adaptive model of the proposed observer uses a two layer linear neural network, which is trained online by a linear LS algorithm, this LS algorithm is simple and perfectly suitable for the speed estimation when the speed estimation function is considered to be a linear function This proposal is intended to reduce computational effort and overcome some of the disadvantages caused by nonlinearity when using the BPN nonlinear algorithm in the previously proposed studies This significantly improves the performance of the proposed observer Second, the adaptive model is implemented in the prediction mode This improvement ensures that the proposed observer will operate better accuracy and stability Third, a rotor flux identifier, which is needed for the stator current estimation of the adaptive model and controller, is proposed based on SM The gains are designed based on stability conditions of Lyapunov theory In addition, Rs stator resistance value of SPIM is also estimated and update online to stator current estimator and BS_PCH controller These solutions improve the rotor flux estimation accuracy, and consequently, the speed estimation accuracy at very low stator frequency operation Finally, the modified Euler integration has been used in the adaptive model to solve the instability problems due to the discretization of the rotor equations of the machine enhance the performance of observer On the other hand, in the SPIM drives, the use of a six phase voltage voltage source inverter (SPVSI) is an inevitable option because a six phase source is not available The pulse width modulation (PWM) methods for SPVSI cause high common mode voltage, in order to improve the quality of the drives, the goal of the voltage control is to eliminate the adverse effects caused by common mode voltage, which means reducing common mode voltage to the lowest possible level or eliminating them by zero Therefore, the thesis proposes the novel carrier pulse modulation techniques to reduce common mode voltage for the six phase voltage source inverter of the SPIM drives These new proposed techniques are simple, efficient, requires little computational volume, and easy to apply when expanding PWM techniques for power conversion systems such as multi-level inverter or multiphase inverter These methods are highly economical, in that, common mode voltage is reduced and successfully controlled in the range Vd/6 VIII The successful combination of NNSM_SC_MRAS adaptive speed observer, BS_PCH nonlinear control structure and common mode voltage reduction algorithm have contributed to improving control quality for sensorless vector control of SPIM drive, increases stability, compensates for the uncertainty caused by SPIM parameter variations, measurement errors and external load disturbance The application of the proposed SPIM drive for electric propulsion system of electrical vehicle (EV) has been also carried out and presented in the thesis The results show that the proposed SPIM drive met very well the requirements of the electric propulsion system of EV These results enable the promotion of practical applications of the proposed SPIM drive for equipment in the field of transportation, as well as in industrial applications, Besides, the presentation and interpretation of the theory, the simulations using MATLAB / Simulink were also carried out The proposed strategy simulation results are compared with the traditional methods and the recently published modern methods to prove the effectiveness of the proposed solutions Key words: Six phase induction motor drive, adaptive control, Stator current MRAS based on speed observer, Rotor flux identifier using sliding mode, BS_PCH nonlinear control 40 vcom = vcomI + vcomII (2.27) v +v +v +v +v +v V vcom = a0 b0 c0 A0 B0 C0 - d Biễu diễn điện áp common mode theo trạng thái khóa bán dẫn, ta có:  S + Sb + Sc  v comI =  a -  Vd 2  (2.28)  S + SB + SC  vcomII =  A -  Vd 2  (2.29)  S + Sb + Sc + SA + SB + SC  vcom =  a -  Vd 2  (2.30) Để thực giảm điện áp common mode, trạng thái khóa giải thuật PWM thiết kế cho điện áp common mode BNL pha đạt giá trị nhỏ Một khả BNL pha I II điều khiển độc lập giảm common mode nhỏ Constant Vref_a 0.5 + + + Vđka Sa Vref_b Vref_c + + + Vđkb + + + Vđkc Sb Sc Vref_a Vref_b Voffset Vref_c Vcar Carrier Hình 5: Mô tả khối CBPWM cho BNL I Trong chương tác giả trình bày nguyên lý điều khiển PWM giảm CMV kỹ thuật RCMV 4S CBPWM cho BNL pha Kỹ thuật điều chế PWM dùng sóng mang cho tiện lợi thuật toán đơn giản, khối lượng tính tốn ít, dễ áp dụng mở rộng kỹ thuật PWM cho hệ biến đổi công suất Dẫn giải chi tiết chương cho thấy rõ ràng thay vector zero vector trạng thái kết hợp với hàm offset tính tốn theo điều kiện giảm triệt tiêu CMV ta giảm biên độ đỉnh điện áp Vcom từ  Vd/2 xuống  Vd/6 41 2.3 Các kỹ thuật RCMV 4S-CBPWM cho biến tần nguồn áp sáu pha Trong phần này, tác giả trình bày ba phương pháp CBPWM giảm điện áp common mode Hai phương pháp đầu dựa vào nguyên lý thứ thực chuỗi trạng thái khác nhau, nên ta gọi chung 4S-CBPWM Để thực kỹ thuật CBPWM, giá trị Vcom cần phải thiết lập để thiết kế hàm điều khiển pha vdka, vdkb, vdkc Phương pháp thứ thực điều khiển PWM giảm common mode thiết lập trung bình cộng common mode cực đại cực tiểu; phương pháp thứ hai điều khiển CBPWM với trị common mode nhỏ Phương pháp thứ giảm common mode sử dụng kỹ thuật sóng mang, kỹ thuật SIN POD CBPWM sử dụng sóng mang cho BNL II dịch pha 1800 so với BNL I 2.3.1 Kỹ thuật RCMV4S-CBPWM với CMV trung bình VcomMid Mọi giá trị hàm common mode thiết lập riêng lẻ VcomI , VcomII cho phép giảm common mode Kỹ thuật RCMV 4S-CBPWM thiết lập common mode, trung bình cộng common mode cực trị Hàm offset áp common mode liên quan tính theo cơng thức (2.9) Điện áp common mode dẫn giải bằng: vcomMid =Mid Vd (2.31) Ta dẫn giải rằng, với giá trị điện áp thực kỹ thuật PWM sóng mang, làm cho thời gian thực trạng thái vector tích cực xa (ví dụ V101 V010 Vref nằm sector 1), sử dụng chúng thay vector zero chuỗi trạng thái giảm điện áp common mode Hệ mong đợi từ tính chất khả giảm méo dạng điện áp ngõ Xét BNL I, gọi MaxI, MinI MidI giá trị lớn nhất, nhỏ giá trị trung bình thành phần điện áp pha yêu cầu chuẩn hóa theo nguồn Vd Tức là: MaxI =  Max Vref_a ,Vref_b ,Vref_c Vd  (2.32) 42 MinI =  Min Vref_a ,Vref_b ,Vref_c  Vd MidI = - MaxI - MinI Tương tự, BNL II, ta có: MaxII = MinI =  Max Vref_A ,Vref_B ,Vref_C  Vd  Min Vref_A ,Vref_B ,Vref_C (2.33)  Vd MidII = - MaxII - MinII Hàm common mode cho hai BNL I II, thực điều khiển giảm common mode theo công thức: V vcomI = v comMidI = MidI d (2.34) Vd (2.35) v comII = v comMidII = MidII Trị trung bình điện áp common mode BNL pha: v com = v comMid =  MidI+MidII  Vd (2.36) Hình 6: Đồ thị chi tiết tương quan trị trung bình điện áp common mode ecomMax, VcomMid (màu đỏ) ecomMin số điều chế m= 43 Có thể thấy rằng, hàm (2.34), (2.35), (2.36) thỏa mãn điều kiện (2.18), (2.19) (2.22) kỹ thuật CBPWM với VcomMid tạo thời gian tác động hai vector xa Vì hai vector xa tác dụng hai vector zero với phân bố thời gian nhau, cho méo dạng sóng hài thấp Tương quan Vcommax, Vcommin với VcomMid mơ tả Hình 2.6 2.3.2 Kỹ thuật 4S-CBPWM với điện áp common mode tối ưu trị trung bình điện áp commen mode v comOpt Trong số kết công bố gần cho thấy, tồn thành phần điện áp common mode bội ba gây stress điện áp lớn lên động đặc biệt biến tần kết nối động dây cable dài [102] Do đó, để hạn chế hài bội 3, ta chọn hàm điện áp common mode tối ưu, cực tiểu giá trị độ lớn phương trình (2.4) sau: vcomOpt =Min  Vcom  (2.37) Ta định nghĩa điện áp v comOpt trường hợp CBPWM có hàm v com có giá trị tuyệt đối nhỏ Hàm tối ưu common mode, có trị trung bình common mode cực tiểu, thiết lập sau:  ecomMin  vcomOpt = ecomMax   if ecomMin  if ecomMax  if (2.38) ecomMin   ecomMax Trong phạm vi điều khiển kỹ thuật SIN PWM, giá trị trung bình Vcom=0 Do đó, điện áp nghịch lưu khơng chứa thành phần common mode bội Ngồi phạm vi này, giá trị Vcom chọn cực tiểu từ điều kiện (2.8), (2.9) (2.10) Dễ dàng nhận thấy, định nghĩa hàm common mode vcomI vcomII theo điều kiện đầu hệ thức (2.38) giải dễ dàng Tức là: vcomI vcomII Và: ecomMinI   if = ecomMinII  = vcomOpt = ecomMin (2.39) 44 vcomI ecomMaxI   if = ecomMaxII  = vcomII vcomOpt = ecomMax (2.40) SPVSI sử dụng kỹ thuật RCMV PWM sử dụng VcomOpt đạt giá trị common mode trung bình cực tiểu Tìm hàm common mode cho BNL I II hàm vcomOpt=0 thực cách đưa tham số k, < k < 1, sau: vcomI = (1- k) ecomMinI + k ecomMaxI vcomII = (1- k) ecomMinII + k ecomMaxII Giá trị k xác định theo điều kiện k==- (2.41) vcomOpt=0 : ecomMinI + ecomMinII ecomMaxI + ecomMaxII - ecomMinI - ecomMinII (2.42) ecomMin ecomMax - ecomMin Hình 7: Đồ thị chi tiết tương quan trị trung bình điện áp common mode ecomMax, VcomOpt (màu đỏ) ecomMin số điều chế m= SPVSI sử dụng kỹ thuật RCMV PWM sử dụng VcomOpt đạt giá trị common mode trung bình cực tiểu Khi số điều chế m