thống OFDM.
2.6.1. Tổng quan.
Kỹ thuật −ớc l−ợng kênh trong các hệ thống OFDM dựa trên sự sắp xếp các pilot mà kênh −ớc l−ợng dựa trên việc kết hợp kiểu sắp xếp pilot để −ớc l−ợng kênh tại các tần số pilot và nội suy kênh. Sự −ớc l−ợng kênh tại các tần số pilot dựa trên LS và LMS trong khi nội suy kênh sử dụng nội suy tuyến tính, nội suy bậc 2, nội suy thông thấp, nội suy bậc ba . Nội suy miền thời gian nhận đ−ợc bằng cách gửi qua miền thời gian IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform: biến đổi Fourier rời rạc ng−ợc), zero padding và đến miền tần số qua DFT (Discrete Fourier Transform: biến đổi Rourier rời rạc). Ngoài ra, −ớc l−ợng kênh dựa trên sự sắp xếp pilot kiểu khối đ−ợc thực hiện bằng cách gửi các pilot tại mỗi kênh con và sử dụng −ớc l−ợng này cho riêng các symbol. Chúng ta cũng có thể sử dụng bộ cân bằng hồi tiếp quyết định trên tất
cả các sóng mang con theo các pilot kiểu khối có chu kỳ. Chúng ta phải so sánh tính năng của tất cả các sơ đồ bằng cách đo tốc độ lỗi bít với các sơ đồ điều chế 16 QAM, QPSK,DQPSK và BPSK và phading rayleigh đa đ−ờng, và AR dựa trên các kênh phading cũng nh− các mô hình kênh.
2.6.2. Giới thiệu chung.
Ghép kênh phân chia tần số trực giao OFDM đ−ợc ứng dụng rộng rãi trong các hệ thống thông tin vô tuyến do khả năng truyền dẫn dữ liệu với tốc
độ cao cùng hiệu quả sử dụng băng tần cao và sức mạnh của nó với trễ đa đ−ờng. OFDM đã đ−ợc sử dụng trong WLAN theo chuẩn I3E 802.11 và HIRERLAN 12 và các dịch vụ vô tuyến đa ph−ơng tiện thậm chí nh− hệ thống thông tin truy nhập di động đa ph−ơng tiện của Nhật.
Ước l−ợng động kênh là cần thiết sau khi điều chế tín hiệu OFDM cho kênh cao tần là lựa chọn tần số và thay đổi theo thời gian với hệ thống thông tin di động băng rộng.
Ước l−ợng kênh có thể đ−ợc thực hiện hoặc bằng cách chèn âm pilot vào tất cả các sóng mang con của các biểu t−ợng OFDM với một chu kỳ riêng hoặc bằng cách chèn các Tone pilot vào mỗi biểu t−ợng OFDM. Đầu tiên, −ớc l−ợng kênh pilot kiểu khối đ−ợc phát triển với giả thiết rằng kênh phading chậm, thậm chí với bộ cân bằng hồi tiếp quyết định giả thiết rằng hàm truyền của kênh không thay đổi một cách nhanh chóng. Ước l−ợng kênh với sự sắp xếp pilot kiểu khối có thể dựa trên kỹ thuật LS (Least - square: Bình ph−ơng tối thiểu) hoặc MMSE (Minimum Mean Square estimation: −ớc l−ợng bình phương trung bình tối thiểu). Ước l−ợng MMSE làm tăng 15dB trong SNR với cùng lỗi bình ph−ơng trung bình của −ớc l−ợng kênh sử dụng kỹ thuật LS. Xấp xỉ hàng thấp đ−ợc áp dụng cho MMSE tuyến tính bằng cách sử dụng t−ơng quan tần số của kênh để loại bỏ nh−ợc điểm chính của kênh là tính phức tạp. Sau đó −ớc l−ợng kênh pilot kiểu kết hợp sẽ thoả mãn yêu cầu cân bằng khi kênh thay đổi thậm chí trong một khối OFDM. Ước l−ợng kênh pilot kiểu comb gồm thuật toán −ớc l−ợng kênh tại các tần số pilot và nội suy kênh.
Ước l−ợng kênh ở các tần số pilot với −ớc l−ợng kênh dựa trên kiểu comb đều có thể dựa trên kỹ thuật LS, MMSE hoặc LMS (Least Me
an Square - Bình ph−ơng trung bình tối thiểu). MMSE tốt hơn nhiều so với LS, độ phức tạp của MMSE đ−ợc giảm bằng cách sử dụng bộ −ớc l−ợng hàng thấp tối −u với sự giải nộn một giá trị.
Nội suy kênh với −ớc l−ợng kênh dựa trên Comb - Type có thể phụ thuộc vào nội suy tuyến tính, nội suy bậc 2, nội suy thông thấp, nội suy bậc ba và nội suy miền thời gian. Nội suy bậc 2 tốt hơn nội suy tuyến tính, nội suy miền thời gian có tốc độ lỗi bít thấp hơn nội suy tuyến tính.
Mục đích của phần này là so sánh tính năng của tất cả các kỹ thuật ở trên với các kỹ thuật điều chế 16QAM, QPSK, DQPSK, BPSK nh− sơ đồ điều chế với phading Rayleigh và AR (Auto - Regssive) dựa trên kênh phading cũng nh− các mô hình kênh. Trong phần tiếp sẽ mô tả hệ thống OFDM dựa trên kỹ thuật −ớc l−ợng kênh pilot. Phần sau sẽ là −ớc l−ợng kênh dựa trên sự sắp xếp các pilot kiểu khối và −ớc l−ợng kênh tại các tần số pilot, các kỹ thuật nội suy và môi tr−ờng mô phỏng.
2.6.3. Mô tả hệ thống.
Hệ thống OFDM dựa trên −ớc l−ợng kênh pilot nh− mô tả ở hình 1.
Hình 2.7. Hệ thống OFDM băng gốc
Thông tin nhị phân đầu tiên đ−ợc nhóm lại và ánh xạ tuỳ theo kỹ thuật điều chế trong bộ điều chế tín hiệu "Signal Mapper", sau đó thực hiện chèn các pilot hoặc trên tất cả các sóng mang con với chu kỳ riêng hoặc đồng nhất
MAP S/P Chèn pilot IDFT Chèn bảo vệ P/S Dữ liệu nhị phân DE map P/S Ước l−ợng kênh DFT Loại bỏ bảo vệ S/P Dầu ra dữ liệu + Kênh h(n) W(n) AWGN
giữa chuỗi thông tin dữ liệu, khối IDFT chuyển chuỗi dữ liệu có chiều dài N {X (K)} vào miền thời gian tín hiệu (x (n)) theo ph−ơng trình:
X (n) = IDFT {X (K)} n = 0, 1, 2, …, n- 1 = ∑− = 1 0 N K X(K) ej(2ΠKn/N). (21)
Trong đó, N là chiều dài DFT. Tiếp theo khối IDFT là khối bảo vệ thời gian, nó đ−ợc lựa chọn lớn hơn phổ trễ mong muốn, đ−ợc chèn vào để ngăn ngừa giao thoa xuyên biểu t−ợng. Thời gian bảo vệ này gồm phần chu kì mở rộng của biểu t−ợng OFDM để loại bỏ ICI (Inter - Carrier Interference: giao thoa xuyên sóng mang). Kết quả biểu t−ợng OFDM nhận đ−ợc theo ph−ơng trình sau:
x (N + n), n = -Ng, -Ng + 1, … , - 1 Xf(n)=
x (n), n = 0, 1, … , N - 1
ở đây Ng là chiều dài khoảng bảo vệ. Tín hiệu đã phát xf(n) sẽ đ−ợc gửi qua kênh phading thay đổi nhanh lựa chọn tần số có nhiễu cộng. Tín hiệu thu đ−ợc cho bởi ph−ơng trình:
yf(n) = xf(n) x h(n) + w(n) (22).
OFDM w(n) là nhiễu Gauss cộng trắng (AWGN) và h(n) là đáp ứng xung kênh. Đáp ứng xung kênh có thể đ−ợc biểu diễn bởi ph−ơng trình:
h(n) = ∑− = 1 0 r i hiej(2Π/N)jDiTn δ (λ - τi) (0 ≤ n ≤ N- 1) (23).
Trong đó r là tổng số các đ−ờng lan truyền, hi là đáp ứng xung kênh phức hợp của đ−ờng dẫn thứ i, fDi dịch tần Doppler của đ−ờng dẫn thứ i, λ là chỉ số phổ trễ, T là chu kì mẫu và τi trễ đ−ờng dẫn thứ i th−ờng lấy bằng thời gian lấy mẫu. Tại máy thu, sau đi qua miền rời rạc qua A/D và bộ lọc thông thấp, thời gian bảo vệ đ−ợc loại bỏ:
yf(n) với - Ng≤ n ≤ N - 1
y(n) = yf (n + Ng) n = 0, 1, … , N - 1 (24)
Sau đó, y(n) đ−ợc đ−a vào khối DFT, đầu ra Y(K) đ−ợc biểu diễn nh− (adsbygoogle = window.adsbygoogle || []).push({});
Y(K) = DFT {y(n)} K = 0, 1, 2, …, N - 1 = N 1 ∑− = 1 0 N n y(n) e-j2Πεm/N (25)
Giả thiết rằng không có ISI, ph−ơng trình 25 chỉ ra mối liên hệ của kết quả Y(K) biến thành H(K) = DFT {h(n)}, I(K) là ICI do tần số Doppler và W(K) = DFT {w(n)} theo ph−ơng trình (25). Y (K) = X(K) H(K) + I(K) + W(K). ở đây H(K) = ∑− = 1 0 r i hi ej2ΠfDiTsin (ΠfDiT) ΠfDiT .e -j(2Π τι/N)K. K = 0, 1, …, N-1 (26) I (K) = ∑− = 1 0 r i ∑− ≠ = 1 0 N K K K hi X(K) N . 1-ej2Π(fDiT-k + K) 1-ej(2Π/N)(fDi.T-k+K) .e(-j2ΠΤι/N).K.
Theo sau khối DFT, các tín hiệu pilot đ−ợc trích ra và kênh He(K) đ−ợc
−ớc l−ợng với các kênh dữ liệu con nhận đ−ợc trong khối −ớc l−ợng kênh. Sau đó dữ liệu đã phát đ−ợc −ớc l−ợng:
Xe = He(K) Y(K) K = 0, 1, …, N-1 (27)
Sau đó thông tin dữ liệu nhị phân đi qua khối giải mã tớn hiệu Demapper.
2.6.4. Ước l−ợng kênh dựa trên sự sắp xếp pilot kiểu khối
Ước l−ợng kênh dựa trên pilot kiểu khối, các biểu t−ợng −ớc l−ợng kênh OFDM đ−ợc phát có tính chu kỳ, tất cả các sóng mang con đ−ợc sử dụng nh−
các pilot nếu kênh không thay đổi trong khối sẽ không có lỗi −ớc l−ợng kênh do các pilot đ−ợc gửi trên tất cả các sóng mang. Ước l−ợng có thể đ−ợc thực hiện hoặc bằng kỹ thuật LS hoặc MMSE.
Nếu giao thoa xuyên biểu t−ợng đ−ợc loại bỏ bởi khoảng bảo vệ, ph−ơng trình 7 có thể viết dạng ma trận nh− sau:
Y = XFh + W (28)
ở đây: X= diag {X(0), X(1),…,X(N-1)} Y= [Y(0) Y(1)…Y(N-1)]T
W= [W(0) W(1)… W(N-1)]T H= [H(0) H(1)… H(N-1)] T = DFTN{h}. W00N WN0(N-1)- F = WNnK WN(N-1)(N-1) WNnK = N e1 -j2Π(ν/Ν)Κ (29)
Nếu véctơ kênh miền thời gian h là Gauss và không liên quan với nhiễu kênh W, −ớc l−ợng miền tần số MMSE của h.
HMMSE = FRhY R-1 YY Y (30) Trong đó: RhY = E{hY} = Rhh FH Xã HẫI RYY = E{YY} = XFRhh FII XII + σ2 In (31)
Là ma trận ph−ơng sai chéo giữa h và Y và ma trận hiệp ph−ơng sai của Y. Rhh là ma trận hiệp ph−ơng sai của h và σ2
với ph−ơng sai nhiều E {⎪ W(K)⎮2} −ớc l−ợng LS đ−ợc biểu diễn:
HLS = X-1 Y Với tối thiểu hoá:
(Y - XFh)H (Y - XFh) (32)
Khi kênh là phading chậm, −ớc l−ợng kênh trong khối có thể cập nhật sử dụng bộ cân bằng hồi tiếp quyết định trên mỗi sóng mang con. Bộ cân bằng hồi tiếp quyết định với sóng mang con thứ K có thể đ−ợc mô tả nh− sau:
- Đáp ứng kênh ở sóng mang con thứ K đ−ợc −ớc l−ợng từ biểu t−ợng tr−ớc đó {He (K)} đ−ợc sử dụng để tìm −ớc l−ợng tín hiệu đã phát {Xe (K)}.
Xe (K) = Y(K) / He(K) K = 0, 1, … N-1. (33)
{Xe (K)} đ−ợc bản đồ hoá với dữ liệu nhị phân qua "giải mã bản đồ tín hiệu" và sau đó nhận đ−ợc qua bộ điều chế tớn hiệu"signal mapper" nh− {Xpure (K)}.
Kênh −ớc l−ợng He(K) cho bởi: He(K) = XY(K)
pure(K) K = 0, 1, …, N-1 (34)
Do bộ cân bằng hồi tiếp quyết định phải giả thiết rằng quyết định là đúng, kênh phading nhanh là nguyên nhân mất các tham số −ớc l−ợng kênh, do đó khi kênh phading nhanh hơn sẽ xảy ra. Giữa lỗi −ớc l−ợng do nội suy và lỗi do mất bám kênh.
2.6.5. −ớc l−ợng kênh trong miền tần số với sự sắp xếp pilot kiểu răng l−ợc.
Trong kỹ thuật −ớc l−ợngkênh pilot kiểu răng l−ợc(comb), các tín hiệu pilot NP có cùng dạng đ−ợc chèn vào X(K) theo ph−ơng trình:
XP(m), l= 0 (35) X(K) = X(mL + l) =
inf.data, l=1, …, L-1 (adsbygoogle = window.adsbygoogle || []).push({});
Trong đó: L là số súng mang/NP và xP(m) là giá trị sóng mang pilot thứ m. Chúng ta định nghĩa: {HP(K) K = 0, 1,…, NP} nh− đáp ứng tần số của kênh tại các sóng mang con pilot. Ước l−ợng kênh tại các sóng mang phụ pilot dựa trên −ớc l−ợng LS đ−ợc cho bởi.
He = YXP P
K = 0, 1, …, NP-1 (36)
ở đây YP(K) và XP(K) là đầu ra và đầu vào tại sóng mang con pilot thứ K t−ơng ứng.
Do −ớc l−ợng LS với nhiễu và ICI, MMSE đ−ợc đề nghị trong khi độ phức tạp tăng lên. Do MMSE gồm ma trận cấu tạo tại mỗi sự lặp lại, bộ −ớc l−ợng MMSE tuyến tính nh− ph−ơng trình 26. Độ phức tạp đ−ợc giảm đi nửa nếu sử dụng xấp xỉ hàng thấp.
2.6.6. Kỹ thuật nội suy trong việc sắp xếp pilot kiểu răng l−ợc.
Trong −ớc l−ợng kênh pilot kiểu răng l−ợc, hiệu quả của kỹ thuật nội suy là cần thiết để −ớc l−ợng kênh tại các sóng mang phụ dữ liệu bằng cách sử dụng thông tin kênh tại các sóng mang phụ đạo tần. Ph−ơng pháp nội suy
tuyến tính tốt hơn nội suy hằng số . Ước l−ợng kênh tại sóng mang dữ liệu K, mL < K < (m + 1)L, sử dụng nội suy tuyến tính cho bởi:
He(k) = He (mL + e) 0 ≤ l < L
= (Hp (m + 1) - Hp (m)) L + Hp(m) l (37)
Nội suy bậc 2 phù hợp hơn nội suy tuyến tính. Kênh đ−ợc −ớc l−ợng bằng nội suy bậc 2 cho bởi:
He(k) = He (mL + l) = C1HP (m - 1) + C0 Hp (m) + C-1 Hp (m + 1) Trong đó: C1 = α (α - 1) 2 C0 = - (α - 1) (α - 1) α = L l (38) C-1= α(α + 1) 2 .
Nội suy thông thấp đ−ợc thực hiện bằng cách chèn 0 vào chuỗi ban đầu và sau đó sử dụng bộ lọc thông thấp FIR cho phép dữ liệu khởi đầu không đổi và nội suy giữa các điểm nội suy và các giá trị lý t−ởng của chúng đ−ợc tối thiểu hoá. Nội suy bậc ba.
Nội suy miền thời gian là kỹ thuật nội suy độ phân giải cao dựa trên 2P và DFT/IDFT, sau khi nhận đ−ợc kênh đã −ớc l−ợng {Hp(K), K = 0, 1, NP-1}, đầu tiên chúng ta biến đổi nó vào miền thời gian nhờ IDFT.
G(n) = ∑− = 1 0 Np k Hp ej(2ΠKn/Νp) n = 0, 1, …, NP-1 (39) Sau đó, bằng cách sử dụng đặc tính xử lý tín hiệu đa tốc độ, tín hiệu đ−ợc nội suy bằng biến đổi Np điểm thành N điểm theo ph−ơng pháp sau:
M = Np2 + 1.
GP 0 ≤ n < M-2 GN =
GP(n-N+2N-1), -M ≤ n-N < -1 Ước l−ợng kênh tại tất cả các tần số nhận đ−ợc:
H(K) = ∑− = 1 N v n GN(n) e-j(2Π/Ν)νΚ 0 ≤ K ≤ N - 1 (41)
2.7. Ước l−ợng kênh sử dụng pilot của hệ thống OFDM theo ph−ơng pháp bám trễ không gian phụ
2.7.1. Tổng quan.
Trong các hệ thống ghép kênh phân chia theo tần số trực giao trong môi tr−ờng kênh phading thay đổi nhanh, −ớc l−ợng kênh và bám nói chung đ−ợc thực hiện qua việc phát các pilot symbol đã biết vào các vị trí của l−ới thời gian/tần số. Ph−ơng pháp truyền thống gồm 2 b−ớc, b−ớc 1 −ớc l−ợng bình ph−ơng tối thiểu (LS - Least - square ) đạt đ−ợc thông qua các sóng mang phụ pilot. Sau đó −ớc l−ợng theo ph−ơng pháp này đ−ợc truyền tới l−ới thời gian/tần số. Kỹ thuật đ−ợc đề cập trong phần này dựa trên việc quan sát các hệ thống cao tần không dây đặc tr−ng bởi sự kết hợp các đ−ờng dẫn, mỗi tham số đặc tr−ng bởi độ trễ và biên độ phức hợp. Biên độ cho thấy sự thay đổi do sự di động của thiết bị đầu cuối trong khi trễ là khụng đổi qua một số lớn các biểu t−ợng OFDM. Vấn đề −ớc l−ợng này dựa trên thuật toán bình ph−ơng trung bình tối thiểu có thể đ−ợc sử dụng cho cả hệ thống MIMO OFDM hoặc hệ thống đa truy nhập phân chia theo mã đa sóng mang (MC-CDMA).
2.7.2. Giới thiệu chung
Các ứng dụng của OFDM với các hệ thống thông tin vô tuyến và di động đang đ−ợc nghiên cứu, mặc dù truyền dẫn đa sóng mang có một số nh−ợc điểm nh− yêu cầu về đồng bộ sóng mang, nh−ng thuận lợi chính là giảm ảnh hưởng nghiờm trọng của phading lựa chọn tần số. Để nhận đ−ợc hiệu suất phổ cao mà các hệ thống vô tuyến trong t−ơng lai yêu cầu cần sử dụng kỹ thuật điều chế đa mức với biên độ không đổi nh− QAM. Điều này dẫn đến phải sử dụng máy thu kết hợp (Coherent) có khả năng bám các thay đổi của kênh phading.
Ước l−ợng kênh trong các hệ thống OFDM nói chung dựa trên việc sử dụng các sóng mang phụ pilot ở các vị trí của l−ới thời gian/tần số. Với các kênh phading nhanh trong hệ thống thông tin di động thăng giáng không thể loại bỏ của các kênh làm tăng liên tiếp giữa các biểu t−ợng OFDM hoặc thậm chí trên mỗi biểu t−ợng/ vì vậy, để đảm bảo −ớc l−ợng kênh chuẩn cần kèm
cỏc súng mang con hoa tiờu trong mỗi biểu t−ợng OFDM. Chúng ta xem xét sự sắp xếp các mẫu hoa tiờu(pilot) nh− hình 2.8, nó chỉ ra việc thoả mãn các tiêu chuẩn tối −u nh− lỗi bình ph−ơng trung bình trên −ớc l−ợng kênh và dung l−ợng.
Ph−ơng pháp truyền thống để −ớc l−ợng kênh gồm 2 b−ớc. Đầu tiên −ớc l−ợng bình ph−ơng tối thiểu của các kênh qua các sóng mang con hoa tiờu bằng cách tách tín hiệu thu theo các pilot symbol đã biết. B−ớc này t−ơng đ−ơng nh− mô hình hai chiều thời gian và tần số, sau đó LS đ−ợc truyền tới l−ới thời gian/tần số, điều này có thể thực hiện bởi bộ lọc MMSE (Minimum mean square
... t(n) f(k) ΔN ΔN ΔN ... S1(t) S2(t) S3(t) Sn-s(t) S0(t)
Súng mang con hoa tiờu
... (adsbygoogle = window.adsbygoogle || []).push({});
error). Việc thiết kế bộ truyền MMSE tối −u yêu cầu biết hàm t−ơng quan 2 chiều của kênh. Do thông tin này không dễ thấy ở máy thu nên vấn đề thiết kế trở thành việc tìm một bộ −ớc l−ợng mạnh nhất t−ơng ứng với sự mất phối hợp trong t−ơng quan kênh.
Kỹ thuật subspace - based để −ớc l−ợng kênh qua các sóng mang phụ pilot dựa trên việc triển khai trễ không gian phụ thay đổi chậm. Từ quan điểm trên ph−ơng pháp này gọi là −ớc l−ợng kênh tr−ớc khi truyền và thêm b−ớc trung gian giữa bộ −ớc l−ợng LS qua các sóng mang phụ pilot và bộ truyền. Mục tiêu của vấn đề hiệu chỉnh thông th−ờng là cải thiện độ chính xác của