Bù dịch tần và kết quả mô phỏng thuật toán 4 7-

Để bù CFO, chúng ta phải loại bỏ hệ số pha do nó gây ra đối với tín hiệu thu trong (2.29). Tất cả những gì chúng ta phải làm chỉ đơn giản là nhân các mẫu của tín hiệu thu yl b, ( )n

với hê ̣ số bù 2 ˆ / , ( ) j bn NFFT l b

C n e  trong miền thời gian trước khi thực hiê ̣n FFT.

ˆ 2 ' , ( ) , ( ) * , ( ) , ( ) * b FFT j n N l b l b l b l b y n y n C n y n e     (3.30)

Điều này tương đương với viê ̣c trừ tần số trung tâm của dải thứ b đi một lươ ̣ng ˆb. Các hình 3.14 – 3.20 thể hiê ̣n đường cong BER và giản đồ chòm sao của tín hiê ̣u khi chưa bù CFO và khi đã bù CFO để thấy được hiê ̣u suất của thuâ ̣t toán. Quan sát hình 3.14 và 3.15 cho kênh AWGN, hình 3.18 và 3.19 cho kênh CM1, chúng ta thấy rằng, hiê ̣u suất của hệ thống được cải thiện đáng kể khi được bù CFO . Đặc biệt là với các giá trị CFO lớn (ví dụ CFO = 0.5 % - đường cong nét mảnh trong hình 3.14, và CFO = 2 % - đường cong nét mảnh trong hình 3.15). Trên hình 3.16 và 3.17 cho kênh AWGN, hình 3.20 cho kênh CM1, chúng ta thấy rõ rằng các điểm chòm sao tách biê ̣t nhau rõ ràng khi đã bù CFO so với khi chưa bù.

Hình 3.15. Đồ thị BER trên kênh AWGN khi có bù với CFO = 0.1% và CFO = 2%.

Hình 3.17. Giản đồ chòm sao trên kênh AWGN khi CFO = 2%, chưa bù (trái), đã bù (phải).

Hình 3.19. Đồ thị BER trên kênh CM1 khi có bù với CFO = 0.1% và CFO = 2%.

Hình 3.20. Giản đồ chòm sao trên kênh CM1 khi CFO = 2%, chưa bù (trái), đã bù (phải).

Các hình 3.21 – 3.23 thể hiê ̣n đường cong MSE với các giá tri ̣ CFO khác nhau và trên các kênh khác nhau. Thứ nhất, quan sát hình 3.21, chúng ta thấy rằng, với các giá tri ̣ CFO lớn thì MSE nhỏ hơn các giá trị CFO thấp; điều này có nghĩa rằng , khi CFO lớn thì phương pháp ước lượng này đạt được độ chính xác cao hơn khi CFO có giá trị thấp. Đồng thời, khi CFO tăng lên , thì độ chính xác của ước lượng cũng tăng lên . Từ hình 3.22 và 3.23 chúng ta thấy , đô ̣ chính xác của ước lượng trên kênh CM 1 là tốt nhất. Thứ hai, khi SNR tăng, thì độ chính xác của ước lượng tăng.

Hình 3.21. Đồ thị MSE trên kênh AWGN với các giá tri ̣ CFO khác nhau.

Hình 3.23. Đồ thị MSE trên kênh AWGN, CM3, CM4 với CFO = 2 %.

Quan sát các hình 3.14, hình 3.18 và hình 3.21 chúng ta thấy rằng, khi CFO có giá tri ̣ khá nhỏ (ví dụ CFO = 0.04 %) thì hiệu suất sau khi bù CFO không cải thiện so với khi không bù. Đồng thời , đô ̣ chính xác của ước lượng không cao. Do vâ ̣y , nếu giá tri ̣ CFO ước lươ ̣ng đươ ̣c khá nhỏ , thì có thể không cần bù lại mà không ảnh hưởng đáng kể đến hiệu suất của hê ̣ thống.

Sau khi ước lượng “thô” và bù la ̣i CFO trên miền thời gian (phần FFO ), vẫn còn mô ̣t lươ ̣ng CFO còn dư (phần RFO) do lỗi ước lượng . Biên đô ̣ của RFO phụ thuộc vào lỗi ước lượng . Mă ̣c dù , ảnh hưởng của RFO đến symbol hiê ̣n ta ̣i có thể không biểu hiê ̣n , những lỗi ước lượng làm tăng dịch pha ở các symbol tiếp theo . Do đó, để cải thiện ước lươ ̣ng, cần phải sửa RFO sau khi FFT. Viê ̣c ước lượng RFO được thực hiê ̣n trên miền tần số và được gọi là ước lượng “tinh”.

3.4. Dải ƣớc lƣợng của thuật toán

Đồ thị liên hệ giữa các giá trị CFO và MSE tại 1 giá trị SNR (hình 3.24) thể hiê ̣n mối liên hê ̣ giữa dải ước lượng và MSE . Khi dải ước lượng tăng lên , thì MSE giảm , có nghĩa là ước lượng chính xác hơn . Tuy nhiên, tới mô ̣t giá tri ̣ CFO nhất đi ̣nh nào đó , thì MSE đột ngô ̣t tăng nhanh , hay đô ̣ chính xác của ước lượng giảm đi rấ t nhiều. Lúc này, thuâ ̣t toán không còn đủ tin câ ̣y nữa.

Do argri b, (0)   [  , ], nên từ phương trình (3.13) ta có:

1 1 ˆ , 2 2 b SYM SYM i i FFT FFT N N id id N N                (3.31)

Dải ước lượng CFO tỉ lệ nghịch với idi, tứ c là tỉ lê ̣ nghi ̣ch số symb ol L được sử du ̣ng để tính tương quan. Muốn mở rô ̣ng dải ước lượng , thì phải giảm L; ngược la ̣i khi tăng L thì dải ước lượng bị thu hẹp lại. Do vâ ̣y, khi thiết kế hê ̣ thống, chúng ta phải “thỏa hiệp” giữa đô ̣ rô ̣ng của dải ước lượng và số symbol dùng cho tính tương quan. Tuy nhiên, khi tăng L

thì độ chính xác của ước lượng tăng lên (MSE nhỏ), đồng thời đô ̣ phức ta ̣p tính toán cũng tăng. Độ chính xác của ước lượng và độ phức tạp tính toán cũng là hai tham số cần phải “thỏa hiê ̣p” khi thiết kế.

Hình 3.24. Liên hê ̣ giữa dải ước lượng của thuâ ̣t toán và độ chính xác của ước lượng tại SNR = 18 dB.

Dải ước lượng của thuật toán với các giá trị khác nhau của L tính theo công thứ c (3.31) khi sử du ̣ng TFC1 như sau:

- Với L = 2, dải ước lượng bằng [-12.93 %, +12.93 %]. - Với L = 4, dải ước lượng bằng [-4.31 %, +4.31 %]. - Với L = 6, dải ước lượng bằng [-2.59 %, +2.59 %].

Trong thiết kế bô ̣ thu , chúng ta mong muốn đô ̣ phức ta ̣p tính toán không quá lớn , nhưng vẫn phải đảm bảo dải ước lượng đủ lớn để bao hàm được giá trị CFO tối đa cho phép theo chuẩn quy đi ̣nh.

Chƣơng 4

KẾT LUẬN VÀ HƢỚNG NGHIÊN CỨU TIẾP THEO

4.1. Kết luận

Mục tiêu của các mạng vô tuyến các nhân không dây (WPAN) là phục vụ các kết nối trong khoảng cách ngắn (đến vài chục m) và yêu cầu tốc độ cao (vài trăm đến hàng nghìn Mbps). Kỹ thuật hợp kênh phân tần số trực giao (OFDM) đa băng (MB) là giải pháp đáp ứng các yêu cầu trên . Nó được bảo trợ bởi nhiều tập đoàn công nghiệp lớn trên thế giới và đang được chuẩn hóa và thương ma ̣i hóa trong tương lai gần.

Tuy nhiên, việc sử du ̣ng kỹ thuâ ̣t OFDM gă ̣p phải mô ̣t nhược điểm cố hữu là nha ̣y với các lỗi đồng bộ tần số và đồng bô ̣ đi ̣nh thời . Mô ̣t trong các nguyên nhân đó là lê ̣ch tần số sóng mang (CFO) giữa bô ̣ phát và bô ̣ thu do di ̣ch tần Doppler, tần số của bô ̣ dao đô ̣ng tại bô ̣ phát và bô ̣ thu không bằng nhau và ồn pha . Luâ ̣n văn thực hiê ̣n khảo sát ảnh hưởng của CFO đến hiệu suất của hệ thống MB-OFDM, thực hiê ̣n thuâ ̣t toán ước lượng và bù CFO nhằm cải thiê ̣n hiê ̣u suất của hê ̣ thống giúp quá trình truyền thông tin cậy hơn. Hê ̣ thống MB -OFDM khảo sát trong luâ ̣n văn được thực hiê ̣n theo chuẩn ECMA -368 và hoạt động trên các k ênh AWGN và kênh băng rô ̣ng theo chuẩn kênh IEEE 802.15.3a (đó là các mô hình kênh CM 1 – CM4). Luâ ̣n văn thực hiê ̣n mô phỏng hê ̣ thống này sử du ̣ng Matlab phiên bản R 2009a trong 3 trường hơ ̣p : ( 1) không có CFO , (2) có CFO nhưng không bù, và (3) có CFO và có bù lại. Đường cong hiê ̣u suất (đường cong BER theo SNR tại bộ thu) thu đươ ̣c từ mô phỏng được so sánh với các đường cong lý thuyết.

Từ các phân tích trong luâ ̣n văn , chúng ta thấy rằng, khi không có CFO , hiê ̣u suất của hê ̣ thống giảm khi đô ̣ phân tán của kênh tăng . Trên kênh fading, hiê ̣u suất của hê ̣ thố ng trên kênh CM1 tốt nhất, trên kênh CM 4 kém nhất. Khi có CFO, trên tất cả các mô hình kênh đươ ̣c xem xét trong luâ ̣n văn, hiê ̣u suất của hê ̣ thống giảm khi CFO tăng . Nguyên nhân là tỉ số tín hiệu trên tạp âm tại bộ thu giảm nhanh do CFO gây ra ICI.

Khi thực hiê ̣n bù la ̣i CFO, chúng ta thấy rằng thuật toán thực hiện ước lượng rất hiệu quả với các giá tri ̣ CFO lớn (đô ̣ chính xác của ước lượng cao). Với các giá tri ̣ CFO nhỏ (ví dụ

CFO = 0.04%), độ chính xác của thuật toán ước lượng rất kém. Do đó, khi bù la ̣i CFO thì hiê ̣u suất hê ̣ thống còn kém hơn khi không bù . Vì vậy, với các giá tri ̣ CFO rất nhỏ so với khoảng cách giữa các sóng mang , thì có thể không cần bù lại mà hi ệu suất của hệ thống giảm không đáng kể .

4.2. Hƣớ ng nghiên cƣ́u tiếp theo

Có nhiều hướng để khai thác với mu ̣c đích nghiên cứu ho ̣c thuâ ̣t.

4.2.1. Hoàn thiện và phát triển thuật toán ƣớc lƣơ ̣ng

Như trong phần 3.2 đã trình bày, nhược điểm của thuâ ̣t toán này là lỗi ước lượng trên dải con ban đầu bin sẽ truyền sang các dải con khác . Do đó , lỗi tích lũy qua các dải con khác nhau trong nhóm dải sẽ làm giảm đi sự cải thiê ̣n hiê ̣u suất như mong đợi s au khi bù CFO. Hơn nữa, do tần số trung tâm của các dải con khác nhau là khác nhau , nên với cùng mô ̣t giá trị CFO (theo ppm) thì lượng CFO trên các dải con khác nhau là khác nhau . Đồng thời, do đô ̣ rô ̣ng băng của hê ̣ thống MB -OFDM rất lớn, nên kênh phu ̣ thuô ̣c tần số , điều này dẫn tới việc kênh trên các dải con khác nhau có đáp ứng xung khác nhau . Tất cả những điều này dẫn tới mô ̣t yêu cầu cần phải sửa đổi phương pháp ước lượng trong luâ ̣n văn này để phù hợp hơn với các điều kiện thực tế của hệ thống UWB sử dụng kỹ thuật MB-OFDM.

Để đánh giá thuâ ̣t toán chi tiết hơn , chúng ta cần phải tính giới ha ̣n dưới Crámer – Rao (CRLB) của lỗi ước lượng và phân tích độ phức tạ p. CRLB là giới ha ̣n dưới của bất kỳ thuâ ̣t toán ước lượng nào . Do vâ ̣y, nó cho phép đánh giá hiệu suất của thuật toán tốt đến mức nào. Trong hê ̣ thống MB -OFDM, đồng bô ̣ tần số trở nên quan tro ̣ng hơn so với hê ̣ thống OFDM thông thường do sự kết hợp giữa tốc đô ̣ dữ liê ̣u cao và nhảy tần nhanh của các symbol qua các dải con . Điều này dẫn tới yêu cầu là thuâ ̣t toán đồng bô ̣ tần số trong thực tế phải hô ̣i tu ̣ nhanh và có đô ̣ phức ta ̣p thấp.

4.2.2. MIMO Multiband OFDM

Để tăng tốc đô ̣ dữ liê ̣u và khoảng cách truyền dẫn của hê ̣ thống UWB , sử du ̣ng kỹ thuâ ̣t MIMO là mô ̣t hướng rất hấp dẫn . Hiê ̣n nay, MIMO là phương pháp hiê ̣u quả để cải thiê ̣n hiê ̣u suất hê ̣ thống trong các môi t rường fading. Hầu hết các ứng du ̣ng UWB đều có kênh trong nhà với đô ̣ phân tán ma ̣nh , do đó kỹ thuâ ̣t MIMO rất phù hợp . Thêm nữa, tần số trung tâm của các ứng du ̣ng UWB cỡ GHz (bước sóng nhỏ), do đó khoảng cách giữa các anten MIMO có thể giảm đi . Bởi vâ ̣y , sự kết hơ ̣p công nghê ̣ UWB và MIMO là mô ̣t phương pháp hiê ̣u quả khả thi và hiê ̣u quả về giá cả để thỏa mãn yêu cầu tốc độ dữ liệu rất cao của các ứng du ̣ng vô tuyến trong khoảng cách ngắn tron g tương lai.

TÀI LIỆU THAM KHẢO

[1] W. Pam Siriwongpairat, K. J. Ray Liu, Ultra-Wideband Communications Systems - Multiband OFDM Approach, John Wiley & Sons, Inc, 2008.

[2] Paul H. Moose, A Technique for Orthogonal Frequency Division Multiplexing Frequency Offset Correction, IEEE Transactions on Communications, Vol. 42, No. 10, October 1994, trang 2908 – 2914.

[3] Timothy M. Schmidl, Donald C. Cox, Robust Frequency and Timing Synchronization for OFDM, IEEE Transactions on Communications, Vol. 45, No. 12, December 1997, trang 1613 – 1621.

[4] Chin Wee Yak, Zhongding Lei, Tjeng Thiang Tjhung, Maximum likelihood frequency offset estimation and Cramer Rao bound for ultra-wideband (UWB) multi-band OFDM systems, IEEE Vehicular Technology Conference, VTC 2006 Spring, 7-10 May 2006, trang 1929 – 1934.

[5] B. D. Sahu, Debarati Sen, R. V. Raja Kumar and Saswat Chakrabarti, A Frequency Offset Estimation Scheme for OFDM Based UWB Systems, 2006 IEEE Region 10 Technical Conference (IEEE TECON), 14-17 Nov. 2006, HongKong, trang 1 - 4.

[6] Yinghui Li, Trent Jacobs, and Hlaing Minn, Frequency offset estimation for MB- OFDM-based UWB systems, IEEE International Conference on Communications, 2006, (IEEE ICC '06), vol. 10, Istanbul, June 2006, trang 4729 - 4734.

[7] Debarati Sen, Saswat Chakrabarti, R. V. Raja Kumar, A New Frequency Offset Estimation Scheme For Ultra-Wideband MB-OFDM Systems, IEEE ICACT-2008, Phoenix Park, Korea, Feb. 17-20, 2008, vol. 3, trang 1929 - 1934.

[8] Molisch A.F.; Foerster J.R.; Pendergrass M., Channel Models for Ultrawideband Personal Area Networks, IEEE Wireless Communications, Vol 10, December 2003, trang 14 – 21.

[9] Jian Zhang, Ying Chen, Single Local-Oscillator Solution for Multiband OFDM Systems, IEEE International Conference on Communications, 2007 (ICC '07), Glasgow, 24-28 June 2007, trang 4116 – 4121.

[10] ECMA International, Standard ECMA-368 - High Rate Ultra Wideband PHY and MAC Standard, 3rd Edition - December 2008.

[11] Richard van Nee, Ramjee Prasad, OFDM for Wireless Multimedia Communications, Artech House, 2000.

[12] Yong Soo Cho, et al, MIMO-OFDM Wireless Communications with MATLAB, John Wiley & Sons (Asia) Pte Ltd, 2010.

[13] M. Morelli, U. Mengali, An improved frequency offset estimator for OFDM applications, IEEE Mini-Conference on Communication Theory, Vancouver, BC, 6-10 June 1999, trang 106 - 109.

[14] Meng-Han Hsieh, Che-Ho Wei, A Low-Complexity Frame Synchronization and Frequency Offset Compensation Scheme for OFDM Systems over Fading Channels, IEEE Transactions on Vehicular Technology,Volume 48, Sep 1999, trang 1596 – 1609. [15] Ferdinand Classen, Heinrich Meyr, Frequency Synchronization Algorithms for OFDM Systems suitable for Communication over Frequency Selective Fading Channels, IEEE Vehicular Technology Conference (IEEE VTC), Stockholm, Sweden, 8-10 Jun 1994, vol.3, trang 1655 – 1659.

[16] Y. Li, H. Minn, M.Z. Win, Frequency Offset Estimation for MB-OFDM-Based UWB Systems in Time-Variant Channels, Wireless Communications and Networking Conference, 2007 (IEEE WCNC 2007), Kowloon, Hong Kong, 11 – 15 March 2007, trang 1019 - 1024.

[17] Debarati Sen, Saswat Chakrabarti, R. V. Raja Kumar, An efficient frequency offset estimation scheme for multiband OFDM ultra-wideband systems, IEEE VTC 2008- Spring, Singapore, 11 – 14 May 2008, trang 973 – 977.

[18] Hyun-Seok Ryu, Jun-Seok Lee and Chung G. Kang, BER Analysis of Dual-Carrier Modulation (DCM) over Rayleigh Fading Channel, 2010 International Congress on Ultra Modern Telecommunications and Control Systems and Workshops (ICUMT), October 18 – 20, 2010 Moscow, Russia, trang 717 – 721.

[19] David Tse, Pramod Viswanath, Fundamentals of Wireless Communication, Cambridge University Press, 2005.

[20] Ki-Hong Park, Hyung-Ki Sung, and Young-Chai Ko, BER Analysis of Dual Carrier Modulation Based on ML Decoding, IEEE Asia-Pacific Conference on Communications 2006 (IEEE APCC2006), Aug. 31 - Sept.1, 2006, Busan, Korea, trang 1 – 4.

[21] Sylvain Traverso, et al, Improved Equalization for UWB Multiband OFDM, 2006 International Conference on Information & Communication Technologies: from Theory to Applications (IEEE ICTTA‟06), 24-28 April 2006, Damascus, Syria, trang 2634 – 2638.

[22] Intel White Paper, Wireless USB - The First High-speed Personal Wireless Interconnect, On February 17, 2004, at the Intel Developer Forum. [Online]. Available: http://www.usb.org/wusb/docs/wirelessUSB.pdf

PHỤ LỤC

Các hàm Matlab mô phỏng hệ thống MB -OFDM theo chuẩn ECMA -368. Mô phỏng đươ ̣c thực hiê ̣n trên phiên bản Matlab R2009a hoă ̣c R2009b.

1. Hàm chính để chạy mô phỏng main .m

clear all clc

close all hidden global pSys

sim_type = 0; %0=Simulator; 1=Measurement if (sim_type == 1)

pSys = meas_gui; pause(0.1); close all hidden pause(0.3);

meas_mbo; %generate TX data else

pSys = sim_gui; %open simulator GUI pause(0.1);

close all hidden pause(0.3);

%Tao ra kenh UWB,luu cac he so cua dap ung xung cua kenh vao pSys.h load_chann; %load CIRs

tic sim_mbo; toc end

2. Hàm thực hiện thu phát các packet sim_mbo.m

global pSys stResult; %pSys:chua cac tham so cua he thong, mot so lay tu GUI

stResult = []; %Luu ket qua can quan tam

bin_sink = []; %Luu luong bit thu duoc khi truyen 1 file %Initialize

%Thiet lap cac tham so cua bo phat TX va bo thu RX %pTX:cac tham so cua Tx

%pRX:cac tham so cua Rx [pTX, pRX] = init_par(pSys); %Cap nhat preamble ben phat pTX = update_preamble(pTX);

%Dong bo toc do lay mau trong toan he thong pRX.fs = pSys.fs;

%========================================================================== %Doc du lieu tu file, neu du lieu la 1 file

if pSys.in_type

fid_in = fopen('MIMOTB.jpg');

%Doc file va chuyen thanh ma tran co 8 hang bin_src = de2bi(fread(fid_in),8).';

%pSys.tblen: dong thu 649 trong sim_gui.m

%pSys.k:so bit trong 1 khung du lieu. Dong 713 trong sim_gui.m bin_pad = rand_pad(bin_src(:).',pSys.k-pSys.tblen).';

pSys.Npckt = ceil(numel(bin_pad)/(pSys.k-pSys.tblen)); end

%========================================================================== %Generate WiMax interferer

if pSys.flag_wimax wimax_interf = (10^(-