Điều chế NLM cải tiến cho MMC

CHƯƠNG 2: MÔ HÌNH HÓA BỘ BIẾN ĐỔI MMC

2.3 Mô hình MMC trong các phương pháp điều chế cơ bản

2.3.1 Mô hình MMC trong phương điều chế mức gần nhất NLM

2.3.1.2 Điều chế NLM cải tiến cho MMC

Như đã phân tích ở phía trên, phương pháp NLM cổ điển tạo ra dạng sóng N+1 mức. Vì vậy, trong trường hợp BBĐ MMC với số lượng SM nhỏ, tổng độ méo sóng hài (THD) của điện áp đầu ra có xu hướng tăng lên. Để cải thiện chất lượng điện áp đầu ra, phương pháp NLM cải tiến được sử dụng để tăng số mức của điện áp đầu ra của MMC lên đến 2N+1 trong điều kiện cùng số SM. Sơ đồ cấu trúc quá trình thực hiện phương pháp điều chế NLM cải tiến cho MMC được mô tả bởi Hình 2.10 [45].

Tạo điện áp đặt Phân chia điện Làm tròn đến Cân bằng điện

theo (2.41) áp theo VC 0,25 Số áp tụ Tạo xung đón

VC mức N cắt IGBT

Hình 2.10 Sơ đồ phương pháp NLM cải tiến

Hình 2.11 minh họa nguyên lý hoạt động của phương pháp NLM cải tiến cho biến đổi MMC với 10 SM trên mỗi nhánh [45]. Điểm khác biệt giữa phương pháp cổ điển và phương pháp cải tiến nằm ở hàm làm tròn, khi đó thời điểm thay đổi bước của vLstep và vHstep của hai phương pháp không giống nhau và kích thước các bậc thang của NLM cải tiến giảm xuống còn 0,25VC, sự khác biệt nhỏ này là nguyên nhân cơ bản làm tăng số mức.

Vì vậy, để thay đổi thời điểm chuyển bước của điện áp nhánh trên và nhánh dưới, số lượng SM thêm vào được cải biến như (2.47):

  V 

N  round DC 1 m cos(t) 

 L 0,25 

 2VC  (2.47)

  VDC 

N H  round 0,25 1 m cos(t) 

2VC

   

Ý nghĩa hàm làm tròn round0,25(x) là giá trị x được làm tròn tới giá trị số nguyên gần nhất tùy thuộc vào phần thập phân của x. Nếu phần thập phân của x lớn hơn 0,25 thì x được làm tròn lên giá trị quy định tiếp theo, trường hợp ngược lại thì x được làm tròn xuống giá trị quy định liền trước. Tương tự như phương pháp NLM

Chương 2: Mô hình hóa bộ biến đổi MMC

cổ điển, quá trình phân tích phương pháp NLM cải tiến ta xét hai khoảng thời gian từ t1 đến t2, từ t2 đến t3 ở Hình 2.11.

V V

C VC/4

0 t1 t2 t3 T/2 t

VDC/2 VC/2

0 T/2 t

-VDC/2

Hình 2.11 Nguyên lý của phương pháp NLM cải tiến

Trường hợp thứ nhất là khoảng thời gian từ t1 đến t2. Giả sử v Lstep  MVC , giá trị đặt của điện áp nhánh và điện áp đầu ra AC tại t1 xác định theo (2.48):

v ref  (M  0,25)V

 L  C (2.48)

v ref N  M 1  0,75V

 H    C

  M  0,5N  0,25VC

veref

Theo hàm làm tròn cải tiến, dạng sóng theo bước của điện áp nhánh và điện áp AC trong trường hợp thứ nhất xác định như (2.49):

 step

v L  MVC (2.49)

v Hstep N MVC

v step  (M  0,5N)V

 e C

Trường hợp thứ hai là từ t2 tới t3. Giá trị đặt của điện áp nhánh và điện áp AC tại t2 được xác định bởi (2.50):

vref  M 1  0,75V

 L    C (2.50)

v ref  N  M 0,25V

 H   C

v ref  M  0,5N  0,25V

 e C

Dạng sóng theo bước của điện áp nhánh và điện áp AC trong trường hợp này được xác định như (2.51):

Chương 2: Mô hình hóa bộ biến đổi MMC

 step

v L  MVC (2.51)

v Hstep  N  M 1VC

v step  (M  0,5N  0,5)V

 e C

So sánh (2.49) và (2.51), có thể thấy rằng kích thước của bước trong vestep là 0,5VC Sai lệch lớn nhất giữa veref và vestep xuất hiện tại thời điểm thay đổi bước (t1, t2

và t3). So sánh các phương trình trong (2.49) hoặc (2.50) và (2.51) ta thấy rõ sai lệch tối đa là 0,25VC. So sánh với phương pháp NLM cổ điển, phương pháp cải tiến tạo ra điện áp với số mức gần gấp đôi. Điều đó dẫn tới việc triệt tiêu đáng kể sóng hài của điện áp đầu ra và nhiễu gây ra bởi dv/dt. Với phương pháp NLM cổ điển, theo công thức (2.44) và (2.45) thì tổng của vLstep và vHstep luôn luôn bằng NVC. Nói cách khác, tổng số SM được đưa vào luôn luôn là N. Tuy nhiên, với phương pháp NLM cải tiến thì tổng của vLstep và vHstep từ công thức (2.49) và (2.51) nằm giữa N và N+1. Điều đó có nghĩa là số lượng SM được chèn vào trên một pha là N hoặc N+1.

Bảng 2.2 Kết quả so sánh giữa hai phương pháp NLM cổ điển và NLM cải tiến TT Phương pháp NLM cổ điển Phương pháp NLM cải tiến 1 Sử dụng hàm làm tròn 0,5 Sử dụng hàm làm tròn 0,25 2 Tổng số SM của mỗi nhánh là N Tổng số SM của mỗi nhánh là N

3 Số SM được chèn vào một pha trong Số SM được chèn vào một pha trong một

một thời điểm là N thời điểm là N+1

4 Tạo ra mức điện áp là N+1 Tạo ra mức điện áp là 2N+1

5 Kích thước của bước trong vestep là VC Kích thước của bước trong vestep là 0,5VC

6 Sai lệch giữa vestep và veref là 0,5VC Sai lệch giữa vestep và veref là 0,25VC

Do phương pháp NLM cải tiến có nhiều ưu điểm như đã phân tích. Do đó, trong luận án chỉ áp dụn NLM cải tiến cho MMC. Cấu trúc BBĐ MMC sử dụng phương pháp điều chế NLM cải tiến cho MMC như Hình 2.12.

Điều chế NLM pha C Pha C

Pha B iHC

Điều chế NLM pha B Pha A iHB

Điều chế NLM pha A Sắp SM1a + iHA VDC/2

VDC/2 _ Thuật i NOT

Ha xếp và

+ toán cân v

NLM HA

R L

làm tròn VSM_1a bằng iC

0,25 điện áp

SM_Na tụ SM

_Na _

NOT iB

Ro Lo iA

Thuật

+ toán Sắp S1

NLM iLa NOT SM_N+1a +

xếp và

+ làm tròn0,25 V S2 VC

SM_N+1a cân VDC/2

VDC/2

bằng v

V LA

SM_2Na điện áp

tụ iLC

SM_2Na

NOT _ i

iLA

Hình 2.12 Cấu trúc phương pháp điều chế NLM cải tiến cho BBĐ MMC

Chương 2: Mô hình hóa bộ biến đổi MMC

2.3 Điều chế đa sóng mang PWM cho BBĐ MMC

Khi áp dụng phương pháp điều chế PWM cho MMC, các sóng điều khiển được so sánh với tập hợp các sóng mang tam giác. Kết quả so sánh giữa sóng điều khiển với mỗi sóng mang được dùng để điều khiển một cặp linh kiện chuyển mạch tương ứng. Khi đó điện áp ra sẽ có nhiều mức khác nhau. Tùy theo cách thức sắp đặt các sóng mang, phương pháp chia làm hai dạng chính là điều chế theo sóng mang dạng dịch mức (LSPWM) và điều chế theo sóng mang dạng dịch pha (PSPWM) [47].

2.3.1 Điều chế sóng mang dạng dịch mức LS-PWM

Phương pháp này sử dụng các sóng mang tam giác cùng tần số, cùng biên độ được xếp chồng lên nhau, các sóng này được so sánh với một sóng sin chuẩn có biên độ là Vm, điện áp sóng sin có thể biến đổi trong giới hạn +VDC và -VDC. Tín hiệu đóng cắt chuyển mạch van được thực hiện bằng cách so sánh các điện áp đặt với các sóng mang với điều kiện như sau:

V khi V  V

 DC ref m

(2.52)

v VDC khi Vref  Vm

Phương pháp này, thời gian đóng cắt của các van không giống nhau gây nên mất

cân bằng điện áp tụ điện, do đó điện áp tụ điện sẽ phóng nạp khác nhau. Trong điều chế LS-PWM cho BBĐ với N mức điện áp cần (N-1) sóng mang răng cưa có tần số và biên độ như nhau sắp xếp chồng lên nhau để phủ hết mức điện áp từ +N.VDC đến –N.VDC, khi sóng sin điều chế thay đổi hết dải biên độ từ +Vm đến –Vm và đối xứng quanh mức 0. Sóng điều chế so sánh với các răng cưa để xác định quy luật đóng cắt các van trong mỗi SM để xác định mức điện áp ra tương ứng. Có ba phương án thực hiện LS-PWM tùy theo pha của các răng cưa với nhau [43], [48]:

V V2

ref

0 t

Hình 2.13 Điều chế sóng mang dịch mức kiểu IPD

Chương 2: Mô hình hóa bộ biến đổi MMC

V V2

Vref

Hình 2.14 Điều chế sóng mang dịch mức kiểu APOD

V V2

Vref

Hình 2.15 Điều chế sóng mang dịch mức kiểu POD

Pha như nhau (IPD), khi tất cả các răng cưa đồng pha với nhau như Hình 2.13.

Lệch pha xen kẽ 180o (APOD), khi pha của mỗi răng cưa ở mức cạnh nhau ngược pha nhau như Hình 2.14.

Pha ngược nhau (POD), khi pha của các răng cưa xếp trên mức 0 lệch 180o so với các răng cưa đối xứng ở dưới mức như Hình 2.15.

Các phương pháp dịch mức sóng mang có thể áp dụng cho các BBĐ đa mức, chúng có hiệu quả khác nhau về khả năng đảm bảo độ méo sóng hài THD. Theo tài liệu [21] phân tích về chỉ tiêu THD đối với sơ đồ NPC thì tốt nhất là IPD, sau đến APOD và cuối cùng là POD. Tuy nhiên để thực hiện LS-PWM cho các BBĐ đa mức cần phải thực hiện thuật toán cân bằng điện áp tụ điện, vì vậy trong luận án này phương pháp LS-PWM không được áp dụng.

2.3.2 Phương pháp dịch pha PS-PWM

Phương pháp PS-PWM cho BBĐ đa mức được phát triển từ phương pháp PWM cổ điển với việc so sánh sóng sin chuẩn với một loạt các sóng tam giác để tạo ra các mức điện áp cho BBĐ. Để tạo ra các mức điện áp phương pháp này sử dụng một loạt các sóng mang cùng tần số cùng biên độ nhưng ngược pha nhau để so sánh với sóng sin chuẩn [42]. Tín hiệu đóng cắt chuyển mạch van của PSPWM được thực hiện bằng cách so sánh các điện áp đặt với các sóng mang theo công thức (2.53):

Chương 2: Mô hình hóa bộ biến đổi MMC

V khi  v  v  v

 DC ref m ref

(2.53)

v   VDC khi vref  vm vref

Có hai phương án thực hiện PWM dịch pha tùy theo cách bố trí của các sóng

mang với nhau như Hình 2.16 và Hình 2.17 [43], [44].

V Vm

Vref

0 t

-Vm

Hình 2.16 Điều chế sóng mang dịch pha sử dụng hai sóng mang ngược pha 180o

V Vm Vref

-Vm

Hình 2.17 Điều chế sóng mang dịch pha sử dụng hai sóng sin ngược pha 180o Trong Hình 2.16 tín hiệu đóng cắt các van được thực hiện bằng cách so sánh các sóng mang tam giác cùng tần số, cùng biên độ và lệch pha nhau 180o với một sóng sin chuẩn. Trong Hình 2.17 tín hiệu đóng cắt các van được thực hiện bằng cách so sánh các sóng mang tam giác với hai sóng sin chuẩn cùng tần số, cùng biên độ nhưng ngược pha nhau 180o. Hai phương pháp này đều có chức năng tạo ra mức điện áp như nhau, tuy nhiên trong các ứng dụng phương pháp so sánh các sóng mang với một sóng sin được sử dụng phổ biến hơn do quá trình thực hiện đơn giản.

Do đó, luận án này sẽ trình bày phương pháp điều chế PS-PWM bằng cách sử dụng một sóng sin chuẩn so sánh với các sóng mang tam giác ngược pha nhau 180o như Hình 2.18. Cách tạo tín hiệu trong Hình 2.18 được thể hiện ở Hình 2.19.

Chương 2: Mô hình hóa bộ biến đổi MMC

0 t

Hình 2.18 Điều chế PSPWM cho bộ biến đổi MMC

So sánh Dịch pha

+ SM1

Sóng mang

- SM_N+1

+ SM2

- SM_N+2

+ SM3

Sóng điều - SM_N+3

khiển + SM_N

SM_2N

Hình 2.19 Nguyên lý tạo xung cho phương pháp PS-PWM

Khi áp dụng PS-PWM cho MMC thì số sóng răng cưa được chọn bằng với số SM trên mỗi pha BBĐ để đạt được số mức đầu ra theo đúng nguyên lý, mỗi sóng răng cưa này được đặt lệch pha nhau 180o/N (với N là số SM được chèn vào trong mỗi chu kỳ làm việc) chu kỳ răng cưa, mục đích của việc này là giảm được các sóng hài bậc hai của tín hiệu điện áp ra và đạt được hiệu suất chuyển đổi tốt nhất [6]. Như vậy, số răng cưa tăng lên gấp đôi, mỗi răng cưa lại có một sóng mang ngược pha với nó. Theo phương pháp dịch pha mỗi SM đều làm việc như nhau trong toàn dải điều chế nên điện áp VDC được sử dụng như nhau. Vì vậy trong chế độ nghịch lưu nói chung không cần thực hiện thuật điều khiển cân bằng điện áp trên các tụ

Chương 2: Mô hình hóa bộ biến đổi MMC

một chiều [6]. Cấu trúc MMC sử dụng phương pháp PSPWM được thể hiện như Hình 2.20.

Điều chế PS-PWM pha C Pha C

Pha B i

Điều chế PS-PWM pha B Pha A i

Điều chế PS-PWM pha A SM1 + i

HA VDC/2

NOT +

vHa

_ iC R L

NOT NOT SMN _ i

Ro Lo

iA S1

SMN+1 +

NOT S2 VC VDC/2

vLa

NOT SM

iLC

NOT _ i

i LB LA

Hình 2.20 Cấu trúc phương pháp điều chế PSPWM cho BBĐ MMC

Tình hình nghiên cứu trong và ngoài nước

Mô hình các khối mô phỏng trong matlab-simulink