L ời cảm ơn
6. Chú thích
3.1 Khái niệm va mô hình tín hiệu
Mục đích của ước lượng kênh là triệt nhiễu ISI [5][10]gây ra bởi hiệu ứng
đa đường. Trong các hệ thống thông tin vô tuyến, nhiễu đa đường là không thể
tránh khỏi do tính chất của kênh. Nhiễu này làm méo tín hiệu phát đi khiến bên thu không thể khôi phục được thông tin ban đầu nếu không thực hiện khôi phục lại chính xác thông tin trạng thái kênh truyền (CSI). Việc khôi phục thông tin trạng thái kênh truyền được thực hiện ngay sau khi các khung thông tin được tách ra ởbước đồng bộ.
Mối quan hệ giữa thông tin phát thu và kênh truyền được chỉ ra ở hình 3.1
o x(t): là tín hiệu phát
o h(t): là đáp ứng xung của kênh
o y(t): là tín hiệu thu trước khi qua bộ cân bằng kênh ) ( * ) ( ) (t h t x t y = ( 3-1) Trong miền tần số ta có ) ( ) ( ) (jω H jω X jω Y = ( 3-2)
Từ phương trình (3.1) trên có thể thấy rằng, do Y(jω) là tín hiệu bên thu nhận
được nên đã biết trước, để khôi phục được tín hiệu đã truyền đi X(jω) thì cần phải tính được H(jω) là thông tin trạng thái kênh truyền từphương trình (3.1):
) ( / ) ( ) (jω Y jω H jω X = (3-3)
Trong chiều ngược lại, để tính được H(jω) ta phải biết X(jω) từ phương trình
(3-3): ) ( / ) ( ) (jω Y jω X jω H = ( 3-4)
Đây là một mối liên hệ hai chiều, vì vậy các hệ thống thông tin phải được thiết kế để có thể tính được cả H(jω) và X(jω) một cách lần lượt. Tuy nhiên H(jω) bao giờ cũng được tính trước khi tính X(jω). Việc sử dụng cấu trúc khung truyền gồm hai phần chứa phân tiêu đề và dữ liệu như hình 2 sẽ cho phép ta thực hiện việc này. Các thông tin nằm trong phần tiêu đề của khung có chứa các thông tin dẫn đường (pilot ký hiệu là xp(t)) đã được nhận biết trước bởi bên thu. Tín hiệu thu được tương ứng là Yp(jω) sẽ cho phép ta tính được H(jω) giá trị
của kênh truyền qua phương trình H(jω)=Yp(jω)/Xp(jω). Phần còn lại của
khung là thông tin người sử dụng tương ứng với dữ liệu Xd(jω)sẽ được tính
toán theo phương trình Xd(jω)=Yd(jω)/H(jω). Yd(jω)là tín hiệu thu được
Như vậy khái niệm ước lượng kênh ở đây là công việc bên thu phải tính toán lại các thông tin trạng thái kênh truyền.
Tiếp theo ta xét về cân bằng kênh như hình 3.1 ta có:
o z(t): là tín hiệu sau khi qua bộ cân bằng kênh ) ( * ) ( * ) ( ) (t h t x t g t z = (3 - 5)
Tín hiệu thu được sau bộ cân bằng z(t) chính là tín hiệu phát đi x(t). Do đó bộ
cân bằng kênh lý tưởng phải thỏa mãn điều kiện: ( ) * ( ) ( ) h t g t =δ t hay H j( ω). (G jω)=1 ( ( ) 1 ) ( ) G j H j ω ω = (3 - 6)
Như vậy thực chất của bộ cân bằng kênh chính là nghịch đảo của thông tin trạng thái kênh truyền H. Do đó thực chất của kỹ thuật cân bằng kênh cũng chính là
kỹ thuật khôi phục kênh truyền H (channel estimtion).Tuy nhiên khi áp dụng trong các hệ thống thực tế thì có thể hiểu khác một chút. Đối với việc cân bằng kênh là ta tính G còn với kỹ thuật ước lượng kênh thì ta tính trực tiếp giá trị của H. Tùy thuộc vào thiết kế của từng hệ thống thông tin mà ta có thể tính G hoặc H cho phù hợp.
Các bộ cân bằng và ước lượng kênh truyền có hai dạng là: Preset (Thiết lập trước) hoặc adaptive(Thích ứng). Trong trường hợp Preset, các tham số của bộ
cân bằng được điều chỉnh bởi việc đo dạc đáp ứng xung và giải các phương
trình sử dụng kết quả các phép đo. Đối với bộ cân bằng thích ứng thì nó tự động điều chỉnh bằng cách gửi các tín hiệu đã biết thông qua kênh và cho phép bộ cân bằng tựđộng điều chỉnh các hệ số của nó dựa trên các tín hiệu đã biết.
3.1.2 Mô hình tín hiệu
Trong phần này chúng ta xem xét một ký hiệu OFDM[5][10] được thực hiện
ta xem xét véc tơ đáp ứng kênh truyền cùng tín hiệu kèm nhiễu được biểu diễn
dưới dạng:
Y= XH + µ
ởđây X là ma trận miền tần số của dữ liệu truyền đi, ký hiệu tham chiếu hoặc 0, H là ma trận đáp ứng tần số của kênh truyền, µ là vector nhiễu. Đáp ứng kênh truyền (CFR) có thể thể hiện dưới dạng đáp ứng xung H = Fh. Do đó đáp ứng xung cho kênh truyền có thể viết lại như sau:
Y = XFh + µ.
Trong đó F là ma trận biến đổi Fourier (DFT) thể hiện dưới dạng sau :
• h là một vector Lx1 tương ứng với đáp ứng xung (FIR) của kênh truyền trong miền thời gian.
• 𝐹𝐹𝐿𝐿 là ma trận N x L fourier chuyển đổi sang miền tần sốđáp ứng N sóng mang của kênh truyền có độ dài L
3.2 Ước lượng kênh sử dụng pilot[8]
Như đã giới thiệu về OFDMA được sử dụng cho đa truy nhập trong phần trên. Mô hình truyền trong miền thời gian rời rạc được thể hiện trong hình dưới. N kí hiệu phức hợp được điều chế bởi N sóng mang con với khoảng bảo vệ ∆fc (15kHz) được tính toán bởi biến đổi ngượi Fouier, kết quảđược N ký hiệu trọng miền thời gian trong truyền OFDMA. Để tránh nhiễu chồng ký hiệu (ISI), CP
được truyền tuần hoàn và bị loại bỏ bởi phép biến đổi Fourier rời rạc. Giả sử
2 CP được xem xét: CP có chiều dài ngắn 4,7μs và CP có chiều dài dài 16,7 μs.
Ở phần dưới đây chỉ xét tới CP có chiều dài ngắn 4.7 μs. Những chuỗi được biến đổi từ song song sang liên tiếp thành chuỗi s(k) chuyền qua kênh truyền trong miền thời gian rời rạc với thời gian lấy mẫu Ts bằng nghịch đảo của tần số
lấy mẫu N∆fc. Tại phía thu, tín hiệu nhận được r(k) là kết quả tổng cộng của tín hiệu s(k) khi truyền qua các kênh truyền và nhiễu trắng w(k) với phân bố ngẫu nhiên gauss Nc(0, σ𝑤𝑤2). Khi đó, CP được loại bỏ và chỉ còn N mẫu được qua biến đổi DFT để thu lại được tín hiệu phức hợp truyền qua n kênh trực giao.
Hình 3.2 Mô hình kênh sử dụng pilot[1]
Trong Bảng 3.1, các thông số truyền của hệ thống LTE được biểu thị. Với DFT
kích thước khác nhau (128-2048) cho đường xuống tổng số băng rộng được
thay đổi từ 1.25MHz đến 20MHz. Trong phần sau đây, qua một ví dụ mất tính tổng quát ta sẽ tham khảo một hệ thống băng thông 10MHz.
Trong hình này, một khung LTE gồm 7 ký tự OFDMA, cũng có thể thấy theo bảng này mỗi ký tự OFDMA chỉ có Nm-1 sóng mang trong N sóng mang được
điều chế ( phần sóng mang tương ứng với phần DC của tín hiệu cơ sở không
được điều chế) khi còn sóng mang phụ trên các cạnh còn lại không điều chế như
một băng bảo vệ.
Hai pilot tuần tự được thêm vào khung LTE xen kẽ với các mẫu dữ liệu trong các ký tự đầu tiên và thứ 5 của tiểu khung. Các pilot thống nhất cách nhau bởi 5 mẫu đươc dành cho ước lượng kênh.Tín hiệu nhận được miền thời gian được biểu diễn như công thức đây:
𝑦𝑦 =𝐹𝐹𝐻𝐻𝑋𝑋𝐹𝐹𝐿𝐿ℎ+𝑤𝑤
• h là một vector Lx1 tương ứng với đáp ứng xung (FIR) của kênh truyền trong miền thời gian.
• 𝐹𝐹𝐿𝐿 là ma trận N x L fourier chuyển đổi sang miền tần sốđáp ứng N sóng mang của kênh truyền có độ dài L
• 𝑋𝑋 là ma trận N x N chéo có chứa ví trí tương ứng với điều chế sóng mang phụ có Nm trong N và những biểu tượng bao gồm dữ liệu và pilot trong miền tần số.
• 𝐹𝐹𝐻𝐻 là ma trận nghịch đảo Fourier cho miền thời gian tương ứng với tín hiệu thu được.
• 𝑤𝑤là một vector tương ứng với phần nhiễu được công thêm vào tuân theo phân bố Gauss có hàm phân bố𝑁𝑁𝐶𝐶(0,𝜎𝜎𝑤𝑤2𝐼𝐼𝑁𝑁)
Ước lượng kênh sử dụng pilot qua 2 bước, đầu tiền là ước lượng thống kê của kênh truyền OFDM xác định ký hiệu (symbol) tham chiếu bằng các phương
pháp thống kê bao gồm Least Squares (LS) và tối thiểu hóa trung bình bình
phương (MMSE). Các phương pháp ước lượng kênh sử dụng Pilot khác nhau
được áp dụng vào ước lượng kênh có hiệu ứng truyền khác nhau. Đáp ứng kênh truyền tại những sóng mang con mang dữ liệu khác nhau được xác định bởi
phương pháp nội suy. Sự nội suy sử dụng cho ước lượng là tuyến tính, bậc hai, bậc 3 hoặc nội suy miền phân chia miền thời gian bằng thống kê và xác định
điểm quan sát. Phần dưới đây ta xem xét một số kỹ thuật liên quan tới ước
lượng kênh đường xuống.
3.2.1 Ước lượng bình phương tối thiểu (LS) [1]
Từ công thức theo mô hình tín hiêu có thể viết lại thành: - y = Sh + w
Ởđây :
- S = 𝐹𝐹𝐻𝐻X𝐹𝐹𝐿𝐿
- Ma trận X có thểđược viết thành X = 𝑋𝑋𝑑𝑑 + 𝑋𝑋𝑝𝑝, ởđây 𝑋𝑋𝑑𝑑và 𝑋𝑋𝑝𝑝 là 2 ma trận chéo bao gồm thành phần không bằng không của vị
Chúng ta bỏ qua việc xem xét truyền dữ liệu do không biết trước chỉ xét đến việc truyền pilot. Ma trận S ở đây được tính xấp xỉ bởi pilot
S = 𝐹𝐹𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐹𝐹𝐿𝐿
Kênh truyền h có thể đượcước lượng bởi phương pháp bình phương tối thiểu (LS) [1] bởi công thức:
ℎ� = (SHS)-1SHy
Ở đây kênh truyền được xem xét như là tham số xác định và nhiễu coi như được loại bỏ.
Thay thế S vào công thức ta có công thức đơn giản cho ước lượng kênh LS: ℎ� = (𝐹𝐹𝐿𝐿𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐹𝐹𝐿𝐿)-1 𝐹𝐹𝐿𝐿𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐻𝐻FH y
Ước lượng LS tính đơn giản cho toàn bộ ma trận (𝐹𝐹𝐿𝐿𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐹𝐹𝐿𝐿)-1 𝐹𝐹𝐿𝐿𝐻𝐻 là một hằng số.
Việc khó khăn lớn nhất gặp phải trong việc áp dụng LS là quá trình đảo ngược ma trận L x L mà ta xẽ xét 2 giải pháp cho vấn đề.
• Ước lượng kênh LS chuẩn tắc[1] (Regularized LS)
Giải pháp đầu tiêu cộng thêm vào ma trận LxL một ma trận đơn vị nhân với một hệ số, từ công thức có thể biểu diễn lại như sau:
ℎ� = (𝛼𝛼𝐼𝐼+𝐹𝐹𝐿𝐿𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐹𝐹𝐿𝐿)-1 𝐹𝐹𝐿𝐿𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐻𝐻Fy
ởđây α được chọn sao cho (𝛼𝛼𝐼𝐼+𝐹𝐹𝐿𝐿𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐹𝐹𝐿𝐿)-1 là ít hỗn loạn nhất • Giảm mẫu đáp ứng xung ước lượng kênh LS [1]
Giải pháp thứ 2 được tìm ra từ việc nhận thấy số lượng băng tần chưa được sử dụng do cấu trúc của một ký tự LTE OFDM. Xem xét ví dụ từ
bảng trên có thể thấy kích thước ký tự N = 1024, sốlượng sóng mang chỉ 601. Do đó, trong khi tần số lấy mẫu là 15.36 MHz (N∆fc) thì băng tần kích hoạt sử dụng chỉ là 9MHz (Nm∆fc).
Nếu kênh truyền chỉ được nghe trong băng tần tần kích hoạt, một băng
thông số (tỷ lệ giữa băng thông và tần số lấy mẫu) có thể nhỏhơn 1. Điều
đó là có thể thực hiện được, ví dụnhư việc giảm tần số lấy mẫu theo một hệ số 2/3 mà vẫn đảm bảo việc vắng mặt của răng cưa trong tín hiệu nhận
được, trong ví dụ trên tần số lấy mẫu mới là 10.24MHz. Thực tế, ước
lượng kênh truyền h không thực hiện trong tất cả L đáp ứng kênh truyền mà chỉ 2 trong 3 đáp ứng kênh truyền (trung bình lấy mẫu giảm 2/3), và thiết lập 0 loại bỏđáp ứng kênh truyền không thực hiện:
Như trong cân bằng kênh OFDMA được thực hiện trong miền tần số,
không khó để biểu diễn kênh trong miền thời gian được lấy mẫu trong miền tần số. Đáp ứng kênh truyền trong miền tần số:
Như thể hiện ở công thức trên, trong tín hiệu nhận được được thể hiện với ma trận 𝐹𝐹𝐿𝐿 có L/3 cột nhân với 0, do đó ở miền thời gian nhận được tín hiệu có công thức:
y = FHX𝐹𝐹𝐿𝐿𝐷𝐷𝐷𝐷ℎ𝐷𝐷𝐷𝐷 + µ
Ởđây ℎ𝐷𝐷𝐷𝐷 là giảm thể mẫu của đáp ứng kênh truyền FIR thể hiện với
vector độ dài 2/3L. Tương tựở đây 𝐹𝐹𝐿𝐿𝐷𝐷𝐷𝐷 là bằng ma trận 𝐹𝐹𝐿𝐿 loại bỏ các cột
tương ứng với đáp ứng bằng 0 của ma trận h.
Từ đó ta có công thức biểu diễn kênh truyền ước lượng kênh LS giảm mẫu:
ℎ�𝑑𝑑𝑑𝑑= (𝐹𝐹𝐿𝐿𝐷𝐷𝐷𝐷,𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐹𝐹𝐿𝐿𝐷𝐷𝐷𝐷)-1 𝐹𝐹𝐿𝐿𝐷𝐷𝐷𝐷,𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐻𝐻Fy
Sử dụng ma trận tương ứng trong kênh truyền giảm mẫu, vấn đề được giải quyết do bây giờ ma trận LxL giờ được thay thế bằng ma trận (𝐹𝐹𝐿𝐿𝐷𝐷𝐷𝐷,𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐻𝐻𝑋𝑋𝑝𝑝𝐹𝐹𝐿𝐿𝐷𝐷𝐷𝐷)-1 𝐹𝐹𝐿𝐿𝐷𝐷𝐷𝐷,𝐻𝐻 có kích cỡ (2/3L)xL.
Ở phần trên, phương pháp ước lượng kênh LS được mô tả tính toán một cách
đơn giản tuy nhiên hiệu suất làm việc là không tốt. Có một phương pháp khác ước lượng kênh (CIR) là bình phương trung bình tối thiểu (MMSE)
phương pháp này có hiệu suất tốt tuy nhiên đòi hỏi tính toán phức tạp.
Phương pháp này có ý định giảm thiểu bình phương lỗi giữa kênh truyền ước
lượng và kênh chính xác. Trong phần này sẽ nói tới ước lượng kên bình
phương trung bình tối thiểu tuyến tính (LMMSE). CIR có thể tính toán sử
dụng LMMSE [1] theo cách sau :
ℎ� = 𝑅𝑅ℎ𝑌𝑌𝑟𝑟𝑅𝑅𝑌𝑌𝑟𝑟𝑌𝑌𝑟𝑟−1𝑌𝑌𝑟𝑟
Ởđây 𝑅𝑅𝑌𝑌𝑟𝑟𝑌𝑌𝑟𝑟 là hàm tự hiệp phương sai của vector 𝑌𝑌𝑟𝑟 và 𝑅𝑅ℎ𝑌𝑌𝑟𝑟 là hiệp phương
sai chéo giữa vector h và 𝑌𝑌𝑟𝑟. Ở đây ma trận hiệp phương sai được cho bởi câu thức sau: 𝑅𝑅𝑌𝑌𝑟𝑟𝑌𝑌𝑟𝑟 = 𝐸𝐸�𝑌𝑌𝑟𝑟𝑌𝑌𝑟𝑟𝐻𝐻� = 𝐸𝐸[(𝑋𝑋𝑟𝑟𝑇𝑇𝑟𝑟𝐻𝐻ℎ+ µ𝑟𝑟)(𝑋𝑋𝑟𝑟𝑇𝑇𝑟𝑟𝐻𝐻ℎ + µ𝑟𝑟)H] = 𝐸𝐸[(𝑋𝑋𝑟𝑟𝑇𝑇𝑟𝑟 ℎ+ µ𝑟𝑟) (𝑋𝑋𝑟𝑟𝐻𝐻𝑇𝑇𝑟𝑟𝐻𝐻ℎ + µ𝑟𝑟H)] = 𝑋𝑋𝑟𝑟𝑇𝑇𝑟𝑟𝐸𝐸[ℎℎH] 𝑋𝑋𝑟𝑟𝐻𝐻𝑇𝑇𝑟𝑟𝐻𝐻 +𝐸𝐸[µ𝑟𝑟µ𝑟𝑟H] + 𝑋𝑋𝑟𝑟𝑇𝑇𝑟𝑟[ℎµ𝑟𝑟H] + [µ𝑟𝑟ℎH]𝑋𝑋𝑟𝑟𝐻𝐻𝑇𝑇𝑟𝑟𝐻𝐻 = 𝑋𝑋𝑟𝑟𝑇𝑇𝑟𝑟𝑅𝑅ℎℎ𝑋𝑋𝑟𝑟𝐻𝐻𝑇𝑇𝑟𝑟𝐻𝐻 + 𝜎𝜎µ2 𝐼𝐼𝑁𝑁𝑟𝑟 𝑅𝑅ℎ𝑌𝑌𝑟𝑟 =𝐸𝐸�ℎ𝑌𝑌𝑟𝑟𝐻𝐻� = 𝐸𝐸[ℎℎ𝐻𝐻𝑋𝑋𝑟𝑟𝐻𝐻𝑇𝑇𝑟𝑟𝐻𝐻+ µ𝑟𝑟ℎ𝐻𝐻𝑋𝑋𝑟𝑟𝐻𝐻𝑇𝑇𝑟𝑟𝐻𝐻] =𝑅𝑅ℎℎ𝑋𝑋𝑟𝑟𝐻𝐻𝑇𝑇𝑟𝑟𝐻𝐻 = 𝑋𝑋𝑟𝑟𝐻𝐻𝑇𝑇𝑟𝑟𝐻𝐻 Do vậy : ℎ� = 𝑋𝑋𝑟𝑟𝐻𝐻𝑇𝑇𝑟𝑟𝐻𝐻(𝑋𝑋𝑟𝑟𝑇𝑇𝑟𝑟𝑅𝑅ℎℎ𝑋𝑋𝑟𝑟𝐻𝐻𝑇𝑇𝑟𝑟𝐻𝐻 + 𝜎𝜎µ2 𝐼𝐼𝑁𝑁𝑟𝑟)-1𝑌𝑌𝑟𝑟
Từ công thức tính toán trên có thể thấy phưng pháp MMSE đòi hỏi phải tính toán phức tạp hơn nhiều so với phương pháp ước lượng kênh sử dụng bình
Chương 4 : MÔ PHỎNG ƯỚC LƯỢNG KÊNH
ĐƯỜNG XUỐNG VÀ NHẬN XÉT
1. Mô phỏng ước lượng kênh đường xuống dùng phương pháp MMSE
đối với các mode truyền
Như đã xem xét lý thuyết ở phần trước, do phương pháp MMSE có độ chính xác cao hơn so với việc sử dụng phương pháp LS đểước lượng kênh. Trong phần dưới đây sẽ dùng phương pháp ước lượng kênh MMSE để thực hiện trong mô phỏng[3][7] [14].
Thông sốđầu vào thiết lập cho mô phỏng ;
Thông số Giá trị
Sốlượng user (UEs)
Băng thông (Bandwidth) Truyền lại( Retransmissions ) Loại kênh truyền(Channel type) Simulation length
Chếđộ truyền(Transmit modes)
Ước lượng kênhChanel estimator
Điều chế(Modulation)
1
1.4MHz 0 hoặc 3
PedB (Pilot-Embedded Data-Bearing) 5000 subframes
SISO, TxD 2x1 và TxD 4x2 MMSE
16QAM
Quá trình thực hiện mô phỏng sẽ chạy mô phỏng lần lượt đối với việc truyền lại hoặc không truyền lại :
• Đối với mode không truyền lại kết quả thu được thể hiện như hình dưới
Hình 4.1 Kết quả BLER với tỉ lệ nhiễu SNR đối với mô hình không truyền lại
Như vậy có thể thấy đối với cùng một tỉ lệ BLER kênh có tỉ lệ SNR thấp nhất là mode TxD 4x2 cao nhất là SISO. Điều này có nghĩa với tỉ lệ tín hiệu trên nhiễu thấp thì tỉ lệ lỗi block (BLER) của kênh truyền TxD 4x2 là thấp nhấp của SISO là cao nhất.
Hình 4.2 Kết quả tỉ lệ tín hiệu trên nhiễu đối với tốc độ phát Có thể thấy qua kết quả là tốc độ truyền càng cao thì tỉ lệ tín hiệu trên nhiễu
tăng dần. Với mode truyền TxD 4x2 tỉ lệổn định của SNR đạt được nhanh hơn
tại tốc độ truyền thấp hơn, sau đó tới kênh TxD 2x1 và cuối cùng là SISO.
Hình 4.3 Kết quả BLER với tỉ lệ nhiễu SNR đối với mô hình kênh truyền 3 lần
So sánh với kết quả với với mode không truyền lại có thể thấy tỉ lệSNR đối với cùng một tỉ lệ BLER không có sự thây đổi nhiều với BLER thấp sự khác biệt chỉ xảy ra đối với tỉ lệ BLER cao.
Đối với tốc độ phát thấp tỉ lệ SNR thấp tương ứng đối với tỉ lệ BLER cao. Có thể nhìn thấy trên hình với tốc độ phát thấp dưới 0.6 Mbps kênh truyền SISO và
Hình 4.4 Tỉ lệ SNR đối với tốc độ truyền
TxD 4x2 có tỉ lệ tín hiệu trên nhiễu SNR ở mức âm. Tuy nhiên ở tốc độ phát cao tỉ lệ tín hiệu trên nhiễu nhanh đạt được sựổn định và tăng nhanh hơn so với