Mô hình hệ thống truyền dẫn PNC trên kênh TWRC sử dụng cho mô phỏng
đƣợc thể hiện trên hình 1.14 và hình 1.15 tƣơng ứng cho khe thời gian thứ nhất và khe thời gian thứ hai. Hoạt động của hệ thống đƣợc mô tả nhƣ sau. Các bit thông tin đầu vào bi đƣợc đƣa tới bộ điều chế để thực hiện điều chế thành các symbol phát BPSK
nhƣ sau:
(1.24)
Gọi h1R, h2R là hệ thố pha-đinh từ ăng-ten của N1 và N2 tới ăng-ten của nút chuyển tiếp R. h1R, h2R là hệ số kênh pha-đinh từ ăng-ten của nút chuyển tiếp R tới N1 và N2 [12].
Hình 1.14 Sơ đồ băng gốc hệ thống PNC trong khe thời gian thứ nhất
42 Lê Doãn Thiện
Hình 1.15 Sơ đồ băng gốc hệ thống PNC trong khe thời gian thứ hai
Hình 1.16 trình bày kết quả mô phỏng cho hệ thống PNC trên kênh pha-đinh sử dụng tiền mã hóa (kênh AWGN) và kênh pha-đinh đƣợc mô tả trong mục a và b. Hệ số kênh pha-đinh giữa nút đầu cuối và nút chuyển tiếp đƣợc coi nhƣ các biến ngẫu nhiên phức với biên độ đƣợc mô tả bởi một biến ngẫu nhiên phức có kỳ vọng 0 và
phƣơng sai bằng 1.
Các kết quả mô phỏng sử dụng phƣơng pháp Monte-Carlo cho thấy chất lƣợng PNC khi có sự đồng bộ lý tƣởng về pha sóng mang kết hợp với điều khiển công suất (kênh AWGN) tốt hơn rất nhiều so với PNC kênh pha-đinh. Hơn nữa, khi kênh là pha-đinh bất đối xứng thì độ phức tạp giải mã và ánh xạ PNC thực hiện tại nút chuyển tiếpR sẽ cao hơn do phải thực hiện luật giải mã ML thay cho sử dụng luật MAP nhƣ đối với kênh AWGN [12].
43 Lê Doãn Thiện
Luận văn thạc sĩ 2016
Hình 1.16 So sánh phẩm chất của PNC trên kênh AWGN và kênh pha-đinh [12]
44 Lê Doãn Thiện
Chƣơng II: TRUYỀN THÔNG MIMO-SDM CHUYỂN TIẾP HAI CHIỀU SỬ DỤNG PNC
2.1 Mô hình hệ thống
Hiệp và các cộng sự đã đề xuất mô hình truyền thông MIMO-SDM chuyển tiếp hai chiều sử dụng PNC (MIMO-SDM-PNC) [7], [12]. Trong mô hình PNC mới này, các nút mạng đều sử dụng truyền dẫn MIMO và kỹ thuật truyền dẫn ghép kênh phân chia theo không gian (SDM) nhằm mục đích đạt đƣợc thêm độ lợi ghép kênh (spatial
multiplexing), gia tăng hiệu suất sử dụng phổ và tốc độ truyền dẫn, đƣợc minh họa trên hình 2.1. Trong mô hình này, Hiệp và các đồng sự chỉ xét trƣờng hợp các nút nguồn sử dụng hai ăng-ten, và bốn ăng-ten tại nút chuyển tiếp, bộ tách tín hiệu tuyến tính (ZF/MMSE) tại nút chuyển tiếp và nút nguồn. Mô hình này có thể hoàn toàn mở
rộng dễ dàng cho trƣờng hợp các nút đầu cuối sử dụng N>2 ăng-ten và nút chuyển tiếp
sử dụng 2N ăng-ten. Các giải thiết khác tƣơng tự nhƣ trong mô hình SIMO-PNC mà
Hiệp cùng các đồng sự đã trình bày [7], [12].
Hình 2.1 Mô hình hệ thống chuyển tiếp hai chiều MIMO-SDM-PNC
Trong MIMO-SDM-PNC xem xét, mỗi nút nguồn phát hai luồng dữ liệu song song biểu diễn ở dạng vec-tơ phát nhƣ sau:
Các kênh truyền pha-đinh từ các nút nguồn N1, N2 và chuyển tiếp đƣợc định nghĩa tƣơng ứng nhƣ sau:
trong đó, biểu diễn kênh truyền thành phần giữa ăng-ten i của nút chuyển tiếp với ăng-ten j của nút nguồn Nl. Để xây dựng mô hình hệ thống, định nghĩa ma trận kênh và vec-tơ tín hiệu tƣơng đƣơng tƣơng ứng nhƣ sau:
Lúc này, vec-tơ tín hiệu thu tại nút chuyển tiếp có thể đƣợc biểu diễn tƣơng tự nhƣ trƣờng hợp SIMO-PNC [12] nhƣ sau:
trong đó,và hóa công suất.
Tƣơng tự nhƣ trƣờng hợp SIMO-PNC [12], nút chuyển tiếp cần phải ƣớc lƣợng các symbol mã hóa mạng đƣợc gửi từ hai nút đầu cuối N1 và N2, Do mỗi nút nguồn
phát đi hai symbolnên các symbol mã hóa mạng đƣợc cho bởi
và. Điều này tƣơng đƣơng với việc nút chuyển tiếp thực hiện
mã hóa mạng cho các luồng tín hiệu phát ra từ các ăng-ten tƣơng ứng của hai nút
nguồn đầu cuối. Các phƣơng pháp ƣớc lƣợng các symbol mã hóa mạng đƣợc
trình bày dƣới đây.
46 Lê Doãn Thiện
Việc ƣớc lƣợng đƣợc các symbol mã hóa mạngvàcó
thể thực hiện đƣợc từ ánh xạ sau đây:
trong đó, việc ánh xạ từ các thành phần tổng và hiệu của và c th c hi n đƣợựệ
qua hai phép quyết định LLR và kết hợp chọn lọc. Mấu chốt của vấn đề bây giờ là cần phải ƣớc lƣợng đƣợc các thành phần tổng, hiệu này từ véc-tơ tín hiệu r nhờ phƣơng pháp
tách tín hiệu tuyến tính ZF/MMSE. Để thực thi đƣợc ý tƣởng này, luận văn sử dụng biến
đổi tƣơng đƣơng tƣơng tự nhƣ cho hệ thống SIMO-PNC [12] nhƣ sau:
trong đó, U là ma trận tổng-hiệu, và . Để nhận đƣợc các thành phần tổng, hiệu thì cần phải thiết kế ma trận tổng-hiệu U một cách hợp lý. Hiệp đề xuất cấu trúc của ma trận tổng-hiệu sau đây [12]:
Sử dụng ma trận tổng-hiệu đề xuất này, véc-tơ phát tƣơng đƣơng có dạng nhƣ công thức (2.11), đúng nhƣ mong muốn nhƣng với các thành phần tổng, hiệu ở các vị trí tƣơng ứng là một, hai, ba và bốn:
47 Lê Doãn Thiện
Sử dụng phƣơng pháp tách tín hiệu tuyến tính ma trận trọng số kết hợp cho tách ZF và MMSE tƣơng ứng là:
Véc-tơ ƣớc lƣợng sau tách tuyến tính đƣợc cho bởi:
Có thể thấy rằng các giá trị thống kê
vậy hoàn toàn có thể áp dụng phép quyết định LLR và kết hợp chọn lọc để thu đƣợc
symbol mã hóa mạng,
Đối với quyết định LLR, ƣớc lƣợng của các symbol mã hóa mạng đƣợc định nghĩa nhƣ sau:
Từ công thức (2.15) và (2.16), có thể tính các giá trị LLR tƣơng ứng nhƣ sau:
48 Lê Doãn Thiện
trong đó,
nút các đầu cuối Nl . Thực chất, chính là phƣơng sai của tạp âm còn dƣ sau
tách tín hiệu tuyến tính. Từ các giá trị LLR ở các công thức (2.17) đến (2.20) luật quyết định LLR đƣợc thực hiện cho tín hiệu điều chế BPSK [12] nhƣ sau:
giá trị thống kê [12] nhƣ sau:
trong đó, là ngƣỡng quyết định. Có thể thấy rằng phƣơng pháp quyết định theo kết hợp chọn lọc đơn giản hơn so với phƣơng pháp LLR. Tuy nhiên, do phép quyết định phụ thuộc vào giá trị ngƣỡng nên việc lựa chọn giá trị tối ƣu là rất cần thiết. Hiệp đã dùng phƣơng pháp mô phỏng để tìm giá trị ngƣỡng tối ƣu [12].
2.3 Mã hóa tín hiệu tại nút chuyển tiếp
Sau khi ƣớc lƣợng thành công đƣợc các symbol mã hóa mạng
, nút chuyển tiếp sẽ truyền chúng tới các nút đích Nl ở hai đầu. Có nhiều
phƣơng pháp để nút chuyển tiếp gửi các ƣớc lƣợng này tới nút đích. Nếu tài nguyên nút chuyển tiếp là sẵn có, nó có thể mã hóa các symbol mã hóa mạng sử dụng mã không gian thời gian để đạt đƣợc sự phân tập không gian. Nếu nút chuyển tiếp biết kênh từ chính nó tới các nút nguồn, nó cũng có thể sử dụng một kỹ thuật tiền mã hóa nhƣ là kỹ thuật phát tỷ số cực đại MRT (Maximal Ratio Transmission) để tối ƣu độ lợi truyền tải. Khi nguồn tài nguyên bị ràng buộc, nó có thể chỉ phát các symbol mã hóa mạng đồng thời trên các ăng-ten của nó mà không mã hóa (tức là truyền ở chế độ SDM) [12].
Với mục đích đơn giản và để thuận lợi khi so sánh với [9], Hiệp đã sử dụng các tiếp cận đơn giản này. Do nút chuyển tiếp có bốn ăng-ten trong khi chỉ có hai symbol mã hóa mạng là
50 Lê Doãn Thiện
ăng-ten để phát. Để có chất lƣợng tối ƣu, nút chuyển tiếp có thể sử dụng một kỹ thuật lựa chọn ăng-ten để chọn ra ăng-ten tốt nhất. tuy nhiên, để đơn giản thì Hiệp đã giả thiết lựa chọn ăng-ten ngẫu nhiên và để đơn giản cho biểu diễn toán học, thì ăng-ten thứ
nhất và ăng-ten thứ hai đƣợc sử dụng. Trong trƣờng hợp này, ăng-ten thứ nhất
phát
chuyển tiếp [12]:
và các kênh ngƣợc từ nút chuyển tiếp tới các nút đích nhƣ sau:
Lúc này véc-tơ tín hiệu thu tại các nút đích N1 và N2 đƣợc cho bởi:
trong đó,
tƣơng ứng.
2.4 Tách tín hiệu tại nút đích
Để tách đƣợc các symbol thu đƣợc từ (2.28) và (2.29), Hiệp đề xuất phƣơng pháp tách tín hiệu tuyến tính nhƣ là ZF và MMSE tại các nút đích (cũng chính là các nút nguồn) N1, N2
51 Lê Doãn Thiện
chúng, các ma trận trọng số kết hợp của bộ tách tín hiệu tuyến tính [12] đƣợc cho tƣơng ứng bởi:
trong đó, là phƣơng sai tạp âm tại các nút đích. Các giá trị thống kê của các symbol mã hóa mạng sau kết hợp tuyến tính đƣợc cho bởi:
Các nút đích có thể sử dụng một hàm quyết định {•} để thu đƣợc ƣớc lƣợng
của các symbol mã hóa mạng
. Các nút đích sau đó thực hi
các symbol mã hóa mạng ƣớc lƣợng đƣợc các symbol phát của chính nó để thu đƣợc symbol của đối tác [12].
2.5 Đánh giá chất lƣợng hệ thống MIMO-SDM-PNC
2.5.1 Mô hình mô phỏng
Để đánh giá phẩm chất của hệ thống này, Hiệp đã tiến hành mô phỏng Monte-Carlo với mô hình mạng của hệ thống đề xuất nhƣ hình 2.1 [12]. Bên cạnh đó, Hiệp cũng sử dụng mô hình của [9] để so sánh. Tất cả các kênh truyền đƣợc giả thiết chịu ảnh hƣởng của pha-đinh Rayleigh phẳng và các nút thu đều đƣợc giả thiết biết đƣợc thông tin về kênh truyền một cách hoàn hảo. Trong các mô phỏng của [12], Hiệp sử dụng điều chế BPSK và giả sử rằng SNR tại tất cả các nút là giống nhau. Tại nút chuyển tiếp, cả ZF và MMSE đƣợc sử dụng để ƣớc lƣợng symbol trong khi tại các nút nguồn chỉ có MMSE đƣợc sử dụng vì mục đích cải thiện chất lƣợng của hệ thống đề xuất [12].
2.5.2 Lựa chọn ngưỡng tối ưu cho phương pháp quyết định kết hợp chọn lọc
Hình 2.2 Giá trị ngưỡng tối ưu cho trường hợp tách ZF trong hệ thống MIMO-SDM- PNC [12]
Do giá trị ngƣỡng phát đóng vai trò quan trọng đối với hiệu năng của các bộ quyết định kết hợp chọn lọc, đầu tiên Hiệp phân tích sự ảnh hƣởng của nó để lựa chọn giá trị tối ƣu [12]. Hiệp thiết lập mô phỏng cho khoảng giá trị ngƣỡng từ 0,1 đến 1,5. Ba giá trị của Eb /N0 đại diện cho ba vùng SNR đƣợc sử dụng để phân tích là 0dB, 10dB và 20dB. Hình 2.2 và hình 2.3 minh họa phẩm chất BER khi thay đổi cho các bộ tách tín hiệu ZF và MMSE.
53 Lê Doãn Thiện
Luận văn thạc sĩ 2016
Hình 2.3 Giá trị ngưỡng tối ưu cho trường hợp tách MMSE trong hệ thống MIMO- SDM-PNC [12]
Có thể thấy rõ ràng từ các hình vẽ rằng giá trị ngƣỡng tối ƣu cho các bộ tách tín hiệu ZF và MMSE tƣơng ứng là 1 và 0,7. Giá trị thu đƣợc là giống với giá trị đƣợc sử dụng trong [9], trong khi thì khác. Trong các phân tích dƣới đây, Hiệp sẽ sử dụng các giá trị này đối với kết hợp chọn lọc (selective combining) trong hệ thống đƣợc đề xuất của [12]. Các hình vẽ cũng chỉ ra rằng, giá trị ngƣỡng có ảnh hƣởng đáng kể đến phẩm chất BER , nhất là tại Eb/N0 cao. Vì vậy, chúng ta cần lƣu ý khi lựa chọn nó trong thiết kế hệ thống. Nếu việc này không thực hiện có thể làm suy giảm đáng kể phẩm chất hệ thống.
2.5.3 Đánh giá phẩm chất BER
Hình 2.4 và hình 2.5 minh họa tƣơng ứng phẩm chất BER của hệ thống MIMO-SDM-PNC sử dụng thuật toán tách tín hiệu tuyến tính ZF và MMSE. Để so sánh với hệ thống trong [9], phẩm chất BER của SIMO-PNC cũng đƣợc đƣa ra trong hình để tham chiếu.
54 Lê Doãn Thiện
Hình 2.4 Phẩm chất BER của hệ thống MIMO-SDM-PNC sử dụng tách ZF [12]
Hình 2.5 Phẩm chất BER của hệ thống MIMO-SDM-PNC sử dụng tách MMSE [12]
Rõ ràng nhận ra rằng hệ thống MIMO-SDM-PNC đạt đƣợc cùng bậc phân tập
đối với SIMO-PNC, đặc biệt là tại vùng SNR cao. Một quan sát khác cũng cho thấy hệ
thống sử dụng tách tín hiệu MMSE cho phẩm chất BER tƣơng đƣơng với hệ thống
55 Lê Doãn Thiện
Luận văn thạc sĩ 2016
SIMO-PNC. Tuy nhiên, đối với tách tín hiệu ZF thì hệ thống MIMO-SDM-PNC chịu thiệt hại vào khoảng 2,4dB về công suất. Sự thiệt hại này có thể do ảnh hƣởng của hiệu ứng khuếch đại tạp âm cố hữu của các bộ tách ZF. So sánh với hệ thống SIMO- PNC thì ảnh hƣởng của hiệu ứng này lớn hơn trong hệ thống MIMO-SDM-PNC do
vấn đề nhiễu đồng kênh CCI (Co-Channel Interference) giữa các luồng phát SDM.
Vì vậy, tách MMSE sẽ phù hợp hơn cho hệ thống MIMO-SDM-PNC. Tuy nhiên, cần phải nhấn mạnh lại một lần nữa là bù lại cho sự thiệt hại về công suất, thì hệ thống MIMO-SDM-PNC cho độ lợi ghép kênh gấp đôi so với hệ thống SIMO-PNC [12]. Và
ở chƣơng tiếp theo, tôi sẽ trình bày thiết kế hai bộ tách sóng cho truyenf thông MIMO-SDM trên kênh chuyển tiếp hai chiều sử dụng PNC.
56 Lê Doãn Thiện
CHƢƠNG III: THIẾT KẾ BỘ TÁCH SÓNG CHO TRUYỀN THÔNG MIMO-SDM-PNC
3.1 Kiến trúc bộ tách sóng mức đỉnh
Trong luận văn này, tôi đề xuất và thực hiện thiết kế hai bộ tách sóng tại nút đích cho truyền thông MIMO-SDM trên kênh truyền chuyển tiếp hai chiều sử dụngPNC trên FPGA dựa trên thuật toán tách sóng tuyến tính ZF và MMSE có độ phức tạp thấp và khả năng ứng dụng thực tiễn cao. Giả thiết mô hình hệ thống MIMO-SDM-PNC nhƣ Hiệp mô tả trong [12] và đã đƣợc trình bày trong chƣơng 2 của luận văn này.
Dựa trên hai bộ tách tín hiệu tuyến tính ZF và MMSE đã đƣợc trình này tại mục 2.4, tôi đề xuất kiến trúc mức đỉnh của hai bộ tách sóng ZF và MMSE nhƣ hình
3.1 và hình 3.2 nhƣ sau: H matrix G_ZF 2x2 u matrix 2x1 S matrix [s3, s4] Hình 3.1 Kiến trúc mức đỉnh của bộ tách sóng ZF
Hai bộ tách sóng này sẽ đƣợc thực hiện tách tín hiệu tại nút đích, nên để thuận tiện trong tính toán, trong luận văn này tôi giả sử hai bộ tách sóng ZF và MMSE này
đƣợc thực hiện tại nút N2. Bộ đầu vào của hai bộ tách sóng bao gồm: Ma trận kênh truyền H là ma trận kênh truyền giữa nút chuyển tiếp tới nút N2 (2.27); ma trận u là ma trận tín hiệu nhận đƣợc tại nút đích N2 (2.29); ma trận S là ma trận symbol của chính nút đích N2; là giá trị dùng để tính toán phƣơng sại tạp âm tại nút đích N2 và chỉ
sử dụng trong bộ tách sóng MMSE (2.31). Đầu ra là ma trận O, đây là ma trận tín hiệu thu đƣợc sau khi tách tín hiệu mà nút nguồn N1 gửi tới nút đích N2.
H matrix 2x2 G_MMSE u matrix 2x1 S matrix [s3, s4]
Hình 3.2 Kiến trúc mức đỉnh của bộ tách sóng MMSE
Các phần tử của ma trận H và u đều là số phức và đƣợc biểu bằng mã nhị phân
ở dạng a + bj, trong đó a là phần thực biểu diễn từ bit thứ 19 đến bit thứ 38 và b là phần ảo đƣợc biểu diễn từ bit thứ 0 đến bit thứ 18. Các phần tử của ma trận S và O
đều ở dạng một bit, còn là số thực đƣợc biểu diễn ở dạng nhị phân với độ dài 19 bit. Hai khối G_ZF và G_MMSE ở hình 3.1 và 3.2 có chức năng là thực hiện tính toán ma trận trọng số kết hợp của hai bộ tách tín hiệu tuyến tính theo công thức (2.30) và (2.31) đƣợc minh họa bằng hình 3.3 và hình 3.4 nhƣ sau: