sau khi bị dịch tần Dopler
GVHD: Trần Văn Nghĩa SVTH: Vũ Chu Mạnh
3 3
3.1.4. Khối cân bằng thích nghi
Ngay ở khối tạo nguồn QAM người ta đã sử dụng bộ lọc cosine tăng để tạo dạng tín hiệu nhằm giảm nhiễu. Tuy nhiên phương pháp này chỉ khắc phục được một phần nhỏ nhiễu ở bộ phát. Do vậy, người ta cần dùng bộ cân bằng thích nghi làm việc tại bên thu để tối thiểu nhiễu xuyên ký tự (ISI), dẫn đến giảm méo kênh của tín hiệu nhận. Bộ cân bằng ở trong cùng khối với bộ lọc phối hợp (MF), lấy mẫu đồng bộ và bộ quyết định (2Dslicer) làm việc với cùng tốc độ ký hiệu. Thêm vào đó thuật toán bình phương trung bình tối thiểu (LMS) được sử dụng để hiệu chỉnh cân bằng giữa đầu phát và thu của bộ quyết định. Trong các bộ thu cải tiến, quá trình lấy mẫu thực hiện trước bộ lọc phối hợp, và để thỏa mãn tiêu chuẩn Nyquist cho bộ lọc phối hợp, tốc độ lấy mẫu phải lấy lớn hơn tốc độ ký hiệu theo tỷ lệ số nguyên lần như 3:2 hoặc 4:3, thông thường người ta hay sử dụng tỷ lệ 2:1 nhằm đơn giản nhiệm vụ hạ tốc trước bộ quyết định. Nếu hạ tốc diễn ra trước bộ cân bằng, bộ cân bằng sẽ làm việc với tốc độ một mẫu trên mỗi ký hiệu thì nó được gọi là bộ cân bằng SRE (SRE:Symbol- rate equalizer), còn nếu hạ tốc xảy ra sau bộ cân bằng thì bộ cân bằng làm việc với tốc độ p mẫu trên q ký hiệu (p/q) và lúc này người ta gọi là bộ cân bằng FSE (FSE: Fractionally -spaced equalizer).[11]
Hình 3.5: Sơ đồ thiết kế khối cân bằng thích nghi
GVHD: Trần Văn Nghĩa SVTH: Vũ Chu Mạnh
3 4
Ở sơ đồ trên, bộ lọc phối hợp không được biểu diễn trên sơ đồ khối, nhưng trước khi tín hiệu đưa đến bộ cân bằng thích nghi thì tín hiệu phải qua bộ lọc phối hợp nhằm giảm nhiễu. Có rất nhiều lựa chọn để thiết kế bộ lọc này, có thể liệt kê ra như bộ lọc đáp ứng xung có chiều dài hữu hạn (FIR), bộ lọc đáp ứng xung có chiều dài vô hạn (IIR), bộ lọc lưới... Bộ lọc phối hợp ở bên thu cũng làm việc tương tự như bên phát, nhưng có vài điểm khác biệt chúng ta cần lưu ý:
- Bộ lọc phối hợp lấy mẫu tín hiệu ra tại thời điểm mỗi chu kỳ (t=T) để nhận lại tập các giá trị {ri} từ N bộ tương quan tuyến tính.
- Nếu tín hiệu s(t) bị ảnh hưởng bởi nhiễu thì bộ lọc với đáp ứng xung phối hợp và tín hiệu s(t) sẽ cho tỷ số tín trên tạp (SNR) là cực đại.
- Tỷ số tín trên tạp SNR cực đại của bộ lọc phối hợp phụ thuộc vào năng lượng tín hiệu s(t) chứ không phụ thuộc vào tính chất tín hiệu s(t).
Tốc độ lấy mẫu ở bộ cân bằng gấp hai lần tốc độ ký hiệu, mục đích để tránh chồng phổ (tuân theo định luật lấy mẫu Nyquist). Ngoài ra hoạt động của bộ cân bằng rất hiệu quả với cấu trúc đa tốc. Bộ cân bằng này đặt sau bộ lấy mẫu, thực chất nó là một kiểu lọc số. Ngoài ra, khối quyết định đặt tại khối khôi phục sóng mang cũng được đưa trở lại bộ cân bằng để xác định ký hiệu đã truyền trong tổ hợp dãy các véctơ tín hiệu nhận được nhằm giảm xác suất lỗi sai [11].
GVHD: Trần Văn Nghĩa SVTH: Vũ Chu Mạnh
3 5
TÀI LIỆU THAM KHẢO
[1] Proakis J.G, “Digital Communication (4th edition)”, McGraw Hill, NewYork 1995.
[2] Jeruchim M.C., Balaban P., Shanmugan K.S. : Simulation of Communication Systems. Plenum Press, New York - Nguồn Symbol, London, 1994.
[3] Kyongkuk Cho and Dongweon Yoon, Member, IEEE: “On the General BER Expression of One-and Two -Dimensional Amplitude Modulation”, IEEE Transactions on Communications, Vol 50, No7, July,2002.
[4] Binh N.Q., Hung V.T.: Probability Density Function of the Intersymbol Interference Caused by Timing Error in 64-QAM Microwave Radio Systems.
Journal on Science and Technique, No.92, 2000. Military Technical University. [5] Ferdo I. (ed): Terrestrial Digital Microwave Communication. Artech House Inc., 1989.
[6] Chris Dick, Fred Harris: FPGA QAM Demodulator Design, Lecture Notes In Computer Science; Vol. 2438.
[7] Chris Dick, Fred Harris, Michael Rice: FPGA Implementation of Carrier Synchoronization for QAM Receivers, Journal of VLSI Signal Processing 36,5771,2004.
[8] Figryes I., Szabo Z., Vanyai P. : Digital Microwave Transmission. Elsevier, Amsterdam, 1989.