ạ Mạch san bằng
Như đã thấy trong các mục trước, một trong những ảnh hưởng co bản của kênh liên tục tới chất lượng truyền dẫn số là việc gây ra (ĨSĨ: Inter Symbol
Interíerence) do đặc tính tống cộng của hệ thống, bao gồm cả môi trường
truyền,
không thoả mãn tiêu chuấn truyền dẫn không có ISỊ Các kênh tiêu biếu như
vậy là
các kênh vô tuyến, bao gồm cả kênh vô tuyến chuyển tiếp lẫn các kênh thông
tin di
động. Một trong những đặc điếm hết sức quan trọng của các kênh vô tuyến là sự biến đối theo thòi gian một cách ngẫu nhiên. Điều này dần đến máy thu được thiết
kế nhằm chống các tác động của tạp âm và ISI phải có đặc tính tự thích nghi,
tức là
phải có các tham số được tự động điều chỉnh một cách tối ưu bám theo các biến động của kênh truyền. Một trong các giải pháp nhằm hạn chế đến mức rất thấp các
méo tuyến tính gây bởi đường truyền không lý tưởng biến đối ngẫu nhiên theo thời
(2.10) TE(co)=C(co).H((o).E(co)=C(co),
bảo đảm truyền dẫn tín hiệu số không có ISỊ
Trong các hệ thống truyền dần dùng dây trần, cáp xoắn hay cáp đồng trục...
các bộ san bằng cũng thường được áp dụng và được thực hiện trên miền tần số dưới
dạng các mạch điều chỉnh cosine hay các mạng cân bằng cáp. Do đường dây thông
tin có đặc tính truyền dẫn biến đối rất chậm theo thời gian nên các bộ san bằng này
được thiết kế hầu như cố định, việc điều chỉnh chúng thường được thực hiện bằng
tay dựa trên các phép đo định kỳ đường dâỵ cần phải nói thêm ở đây rằng, thực tế
các mạch san bằng như vậy chỉ cho phép sửa được những sai lệch tương đối lớn và
do vậy tốc độ số liệu truyền trên các kênh thoại có san bằng cố định như vậy rất hạn
chế (vào khoảng 1200 -ỉ- 2400 b/s). Với các tốc độ số liệu lớn hơn nữa thì các mạch
san bằng cố định nói trên trở nên không thích hợp [3].
Trong các hệ thống vô tuyến số tốc độ lớn, do các kênh vô tuyến có đặc tính
biến đổi khá rõ rệt theo thời gian nên tại các thời điểm khác nhau H(cừ,t) có thế có
dạng khác nhau, do vậy các mạch san bằng còn cần phải hoạt động theo một thuật
toán cho phép điều chỉnh E(co,t) bám theo được các thay đổi của H(co,t). Tức là các
song và mỗi một luồng con được điều chế bằng một sóng mang riêng biệt. Nhờ vậy, băng tín hiệu rất rộng được tách thành nhiều băng con, trong đó đặc tính tần số của
hệ thống dễ bảo đảm bằng phẳng hơn. Trả giá của phương pháp này là tính kinh tế
do phải sử dụng mỗi một hệ thống con cho mỗi một luồng con. Thêm vào đó, phô
chiếm của tín hiệu tổng cộng trong trường hợp này lớn hơn một chút so với trường
hợp truyền dẫn một sóng mang do các mạch lọc phân cách các băng con không thể
chế tạo với các biên hàm truyền hoàn toàn dốc đứng được. Chính vì vậy, biện pháp
này chỉ áp dụng trong những trường hợp nhất định, chẳng hạn trong những trường
hợp băng tín hiệu quá rộng hay trong một số hệ thống mà tuyến truyền dẫn đi qua
khu vực có bề mặt nước (rất hay xảy ra pha-đing đa đường mạnh) [3].
d. Mã chống nhiễu
Các lỗi bít gây nên do san bằng và phân tập không triệt tiêu được hoàn toàn
ISI còn có thể được sửa tiếp bằng các mã chống nhiễu, về bản chất, mã hoá chống
nhiễu là việc biến đổi tập các từ mã cần truyền thành một tập các từ mã chống nhiễu
với các phần tử dư dùng để phát hiện và sửa các bít lồị Trả giá của phương pháp
này là việc tăng tốc độ bít truyền dẫn và do đó mở rộng phô chiếm của tín hiệụ Nhìn chung, mã hoá chống nhiễu được sử dụng tương đối hoạ hoằn như một
tuyến tới tỷ lệ lỗi của hệ thống thì không giống nhau đối với các loại hệ thống với tín hiệu có đường bao không đối (như các hệ thống điều chế tần số hay các hệ thống
điều chế PSK) hay với tín hiệu có đường bao thay đối (như các hệ thống có điều chế
biên độ như hệ thống điều chế ỌAM).
Trong các hệ thống với tín hiệu có đường bao không đổi, tác động của tính phi
tuyến thực tế là không quá lớn. Trong trường hợp độ phi tuyến của kênh truyền dẫn
nhỏ thì tác động của nó tới chất lượng của hệ thống truyền dẫn tín hiệu số chỉ là khá
nhỏ và có thể bỏ qua được. Trong trường hợp như thế việc phân tích và đánh giá hệ
thống có thế dựa trên các mô hình hệ thống hoàn toàn tuyến tính.
Méo phi tuyến phát sinh do đặc tuyến phi tuyến của các bộ khuếch đại công
suất phát nhất thiêt phải được tính đến trong quá trình phân tích, đánh giá một cách
đầy đủ các hệ thống vi ba số M-QAM do tín hiệu M-QAM hết sức nhạy cảm
đối với
méo phi tuyến. Tác động của méo phi tuyến trong các hệ thống truyền dẫn qua vệ
tinh cũng cần phải được xem xét đầy đủ do công suất của các bộ khuếch đại công
suất dùng đèn sóng chạy (TWT: Traveling Wave Tube) của máy phát trạm mặt đất
tuyến, có thế chọn điếm làm việc ở mức tín hiệu tuơng đối thấp, tức là chấp nhận một độ lùi công suất (BO: BackOA) đủ lớn tính tù' công suất bão hoà của bộ khuếch
đạị Trong trường hợp này ta buộc phải chấp nhận hoặc là lãng phí hiệu quả công
suất của thiết bị dẫn đến phải dùng các bộ công suất lớn hơn, cồng kềnh nặng nề hơn và đắt tiền hơn, hoặc là phải chấp nhận công suất ra của tín hiệu thấp hơn dẫn
đến giảm cự ly liên lạc. Trong trường hợp không thể chấp nhận BO lớn, người ta
thường sử dụng các loại điều chế với tín hiệu có đường bao không đối (ít nhạy cảm
với méo phi tuyến). Thông tin vệ tinh là một thí dụ điến hình. Do giá thành bắn vệ
tinh lên quỹ đạo rất đắt phụ thuộc khối lượng vệ tinh nên người ta có xu hướng tận
dụng hiệu quả công suất của các bộ khuếch đại trên vệ tinh, tức là buộc phải sử dụng chúng với BO nhỏ. Vì thế trong thông tin vệ tinh người ta thường sử dụng sơ
đồ điều chế PSK, hay gặp nhất là loại điều chế (QPSK: Quadrature Phase
Shift
Keying) hoặc các phái sinh của nó. Chính vì vậy, dung lượng của hệ thống
truyền
dẫn số qua vệ tinh tính theo mỗi bộ phát đáp thường không lớn, bù lại cự ly liên lạc
của chúng thường rất lớn [3].
Cần phải lưu ý ở đây là giá trị BO không thể tăng mãi để đạt độ tuyến tính cao
do việc tăng BO dẫn đến giảm công suất tín hiệu phát và do vậy tỷ số tín/tạp (SNR:
có thế có méo điều chế lẫn nhau bậc ba lớn. Trong trường hợp này, việc áp dụng một mạch méo trước đặt ngay trước bộ khuếch đại có thể cho phép không cần đến
lượng BO lớn đến thế, nhờ vậy hiệu suất công suất lối ra tăng. Đối với các hệ thống
QAM có số mức điều chế lớn hơn (64-QAM hay 256-QAM), việc áp dụng méo méo trước thường là bắt buộc do hệ thống hết sức nhạy cảm đối với méo phi tuyến,
hơn nữa việc chỉ áp dụng một giá trị BO đủ lớn nhằm bảo đảm tín hiệu đỉnh không
trở nên bị bão hoà thường dẫn đến công suất trung bình của tín hiệu lối ra thấp do
chênh lệch công suất đỉnh và công suất trung bình với các hệ thống này khá lớn (3.7
dB đối với 64-QAM và 4.2 dB đối với 256-QAM, chưa kể đến hiện tượng vọt đỉnh
của tín hiệu gây bởi mạch lọc điều chế) [3].
2.6. Fading
2.6.1. Khái niệm
Fading là hiện tượng sai lạc tín hiệu thu môt cách bất thường xảy ra đối với
các hệ thống vô tuyến do tác động của môi trường truyền dẫn [3].
Các yếu tố gây ra Fading đối với các hệ thống vô tuyến măt đất như: - Sự thăng giáng của tầng điện ly đối với hệ thống sóng ngắn
- Fading lựa chọn tần số: Đối với các hệ thống vô tuyế số dung lượng
tương
đối cao (>70Mb/s), băng tần tín hiệu khá rộng, do vậy sự phụ thuộc vào tần số của
suy hao fading đa đường trong suốt độ rộng băng tín hiệu trở nên rõ rệt và do vậy
được gọi là fading chọn lọc tần số.
Ngoài ra còn có thể phân biệt theo fading nhanh và fading chậm:
- Fading chậm: Do ảnh hưởng của các vật cản trở trên đường truyền như
tòa
nhà cao tầng, ngọn núi, đồị..làm cho biên độ tín hiệu suy giảm. Tuy nhiên, hiện tượng này chỉ xảy ra trên một khoảng cách lớn, nên tốc độc biến đổi chậm. Hay sự
không ổn định cường độ tín hiệu ảnh hưởng đến hiệu ứng do chắn gọi là suy hao
chậm. Vì vậy hiệu ứng này gọi là Fading chậm.
trong đó R biểu diễn phép toán lấy phần thực.
Đặt độ dài của đường 1 là xl và ký hiệu c là tốc độ ánh sáng (cũng chính là tốc
độ lan truyền của sóng điện từ trong không khí), thì thời gian truyền sóng từ BS (2.11)
r(t) = £a,s(t-^-)
V c (2.12)
- R 2ais(t_~)e j
2 Viết lại r(t) ở dạng
trong đó thành phần đường bao tín hiệu thu là tống của nhiều thành phần tín
Còn Tị = — là thời gian trễ của đường truyền
thứ 1.
c
2.6.4. Sự ảnh hưởng của chuyên động MS
Hình vẽ 2.2 minh hoạ sự chuyển động của một trạm MS theo trục X trong r(t) = Xais(t_ri )ẽi2ĩđcĩ'
x[ - X, - AXị
y
MS X
Hình 2.2 Sự lan truyên của đường 1 tới một trạm MS Neu góc tới của tia thứ 1 so với hướng chuyển động là ộx, chúng ta có
và tín hiệu thu được bằng r(t) = £yg(t,r)s(t-r)dr (2.32) = g(t)J(r - í)s(t-r)dr (2.33) fg(U)e“i2**rdr (2.36) f g(t)<ỹ(r - í)e_j2;ĩfrdr (2.37) E{g,(t)}=E{gp(t)}=0 (2.43) E{g,(t)2}=E{g0(t )2}=aị (2.44) (2.21) ị2rtt -j2«fc- j2^fcVCOS(<ý|)t X.vcơs(á)t , X,, (2.22)
là tần số Doppler lớn nhất, sau một số phép biến đối toán học thuần tuý chúng
r(t) = R ^ ă e cos(* )r, e-j2.[( fc+ f„ cos(4 )1(t-r,) s(t _ ^ )
(2.24) Nếu đặt a, - a,e j2/zfI)cos(ự>l )r. fDI = fDcos(^) r(t) = R ^a1eJ‘"l-T,D-,n,“I,,s(t-r1) I
truyền bằng một bộ lọc tuyến tính biến đôi theo thời gian với đáp ứng xung được cho bởi:
g(t-T) = Ỵjaxẽ'mWô(T-Tx) (2.30)
I Trong đó <ỹ(.) là hàm delta dirac.
2.6.5. Hậu quá của truyền sóng fading đa đường
Hậu quả của truyền sóng fading đa đường là:
- Fading hay chọn lọc theo thời gian gắn với Doppler spread tạo ra do chuyển
động của MS.
Giả sử băng tần của tín hiệu là đủ nhỏ (tốc độ truyền tin đủ nhỏ) sao cho thời
gian trễ ỉ không làm ảnh hưởng tới tín hiệu, khi đó s(t-í)« s(t), và tín hiệu thu được trở thành
trên thang tần số. Hiện tượng này còn được gọi là Doppler spread. Cụ thế là, một âm đơn s(t) = A sẽ bị trải thành vài thành phần ở băng tần [- fD, fD ], mỗi thành phần tương ứng với một vật tán xạ.
Thực hiện biến đổi Fourier đối với đáp ứng xung g(t,r), ta thu được hàm
Do biên độ của hàm truyền đạt bằng |G(t, f)| = g(t) với f bất kỳ, tất cả các thành phần tần số trong tín hiệu thu được đều có cùng một độ tăng ích là g(t). Trong
trường hợp này ta nói rằng tín hiệu thu trải qua hiện tượng íading phang. Và kênh
truyền như thế này được gọi là kênh fading phẳng.
Delay spread. Xét trường hợp các tần số Doppler fD | rất nhỏ tương ứng với
MS đứng im. Khi đó các góc pha <p, (t) trong (2.29) xấp xỉ bàng Ọị (t) «
2^fcr, = ụ/ị và
Hình vẽ 2.3 minh hoạ đáp ứng xung của một bộ lọc FIR tuyến tính bất biến.
Giải rD được gọi là trải trễ. Chúng ta có thế thấy do độ dài các đường truyền sóng
khác nhau nên đã làm cho tín hiệu bị dịch chuyến trễ.
Thực hiện biến đổi Fourier lên đáp ứng xung ở (2.39) chúng ta có đáp ứng tần số
G ( f ) = rvooêdr (2.40)
J-00
= Ig,ế (2.41)
1
Từ đây chúng ta thấy rằng tại các tần số khác nhau thì biên độ |G(f)| có giá trị
khác nhaụ Kênh truyền dẫn trong trường hợp này được gọi là kênh fading chọn lọc
theo tần số.
2.6.6. Các loại kênh fading
ạ Kênh fading Rayleỉgh
Trong đó E{a} là trung bình thống kê hay trung bình tập hợp của một biến ngẫu nhiên ạ
f sỏ ^
0.7
Hình 2.4 Hàm phân bố Rayleigh với ơ2 = 1 [7] p(g.) = V 2(Jg J p(gọ) = ơ. Jĩ~7T 'lơ'..
Do g, (t) và gQ(t) là các quá trình độc lập nên chúng ta có phân bố p(g)= P(g.)P(gQ) = -rr-expí 1 |2 ơ;27T V 8 lơiJ Với p ( a , ớ ) = ơln a 2 ơl
Do a và 0 là các biến độc lập nên chúng ta có thể viết
p {a,ỡ) = p(ữr).p(ớ) = ơ2 2n 2rì,2 Jĩ p(0) = Ơ\2K a 2rì, a > 0 2 TC -7Ĩ <6 <7Ĩ (2.51) 38
Tức là, pdf của biên độ ăt) là phân bố Rayleigh, và fading kiểu này được gọi
là fading Rayleigh. Hình vẽ 2.6 mô tả phân bố Rayleigh với ơ = 1
Hình 2.5 Hàm phân bố Rice cho các giá trị khác nhau của K với Ap = 1 [7] Trong trường hợp môi trường tán xạ tồn tại tia truyền thẳng, g, (t) và g Q (t) là các biến ngẫu nhiên Gauss độc lập với nhau, có giá trị trung bình bằng //,(t)và juQ(t) khác 0. Nếu ta vẫn giả thiết g,(t) và gQ(t)có cùng phương sai ơị tại bất kỳ thời điếm t nào, thì biên độ của 8 (*), tức là a (t), tại một thời điếm t
bất p(tf) - “~TexP
ơ.. a > 0
Trong đó
x = /u\{i) + ỊLiịii) (2.54)
được gọi là tham số lệch tâm, và I0(x) là hàm số Bessel sửa đối bậc 0 loại 1, Dạng fading này được gọi là fading Ricẹ
Một số mô hình kênh Rice đã được đề xuất trong thực tế giả thiết rằng //,(t)và //Q(t) là các hằng số khác không. Một phương pháp có nhiều ưu điểm
hơn 39
2ơì
8 K + l
Mỉ (t) = X cos(2^fD cos(^0)t + ỡ0) (2.55)
/*Q(t) = jsin(2^fD cos(^0)t + ỡữ) (2.56) với tia LOS.
Một thông số quan trọng của kênh fading Rice là hệ số Rice, K, đuợc định , tức là K = . Ta thấy rằng, khi K = 0 thì kênh truyền thuần tuý là kênh Rayleigh, và khi K = 00 kênh truyền sẽ không còn hiện tượng fading.
Sử dụng hệ số Rice, ta có thể viếtKy
Trong đó \ = s{a2 }= ỵ1 + 2ơị là công suất trung bình của g(t). Khi đó, hàm
, .,_2or(K+l) „
(K + l)«:
Ap \
Hình vẽ 2.7 minh hoạ phân bố Rice cho một số giá trị khác nhau của K. Trường hợp K = 0 chính là hàm phân bố Rayleigh. Từ hình vẽ ta thấy rằng khi K càng lớn thì bề rộng của p(tf) càng có xu hướng co hẹp lại quanh giá trị = 1. Điều đó chứng tỏ rằng khi K càng lớn thì tính ngẫu nhiên của a càng giảm.
2.6.7. Các biện pháp khắc phục ảnh hưởng của fading
Đối với các hệ thống viba số dung lượng nhỏ và vừa thì fading đa đường có
thế xem là fading phang và có thế chống lại bằng độ dự trữ fading phang đủ lớn. Việc tăng công suất phát trong hệ thống dung lượng lớn không giải quyết được các
ạ Phân tập theo không gian
Phân tập theo không gian là kỹ thuật thu hoặc phát một tín hiệu trên 2 anten
hoặc nhiều hon với cùng một tần số vô tuyến f [3].
Khoảng cách các anten của máy phát và máy thu được chọn sao cho các tín
Trong đó: s: khoảng cách giữa 2 tâm của an ten [m]
f: Tần số sóng vô tuyến [GHz] d: Độ dài tuyến [km]
Trong biếu thức (2.59) bỏ qua sóng phản xạ đất.
Theo khuyến nghị 376-4 của (CCĨR: Committee Consultative International de
4 —
L,,. =iooí-ì Í-V2———
{9) {4) (d/40) Trong đó: s: khoảng cách giữa 2 tâm của 2 anten
[m]
f: tần số sóng mang vô tuyến [GHz] chính ar = 10t(Ad-Am)/20]
Ad: là hệ số khuếch đại anten phân tập [dB]
Am: là hệ số khuếch đại anten chính [dB] d: độ dài của tuyến [Km]
tính được vị trí thì khoảng cách hai anten cân lớn hơn 150?v Thông thường công thức trên tính gần đúng cho một tuyến có chiều dài (20 -ỉ- 70)Km và tần số (2-rl 1) GHz.
Hình 2.6 Phân tập không gian sử dụng 4 an ten
b. Phân tập theo tần số
Phân tập theo tần số là kỹ thuật thu hoặc phát một tín hiệu trên hai kênh í , V 0,8
vfdy Af