Mô phỏng mt phần tăng tn lưỡng cực vi dải

Với các kết quả tính toán kích thước ăng ten ở trên, tôi tiến hành mô phỏng ăng ten lưỡng cực vi dải tích hợp bộ cân bằng hình chữ J bằng phần mềm mô phỏng CST (Computer Simulation Technology).

CST MICR WAVE STUDI (CST MWS) là một công cụ chuyên nghiệp cho mô phỏng 3D cho các linh kiện siêu cao cần. CST MWS cho ph p phân tích chính xác và nhanh chóng các linh kiện, thiết bị vi ba như các ăng ten, các bộ lọc, các bộ coupler, các cấu trúc phẳng đa lớp và các hiệu ứng tương thích điện từ… CST MWS cho ph p người sử dụng hiểu sâu sắc trạng thái sóng điện từ của các thiết kế siêu cao tần. Người

39

sử dụng có thể giải quyết các vấn đề liên quan đến sóng điện từ, siêu cao tần bằng các giải pháp đa dạng, linh hoạt và có sẵn trên phần mềm.

Sau quá trình mô phỏng và tối ưu, tôi thu được kích thước chính xác của ăng ten như sau:

- Các kích thước của cánh ăng ten lưỡng cực vi dải là L3 22,24 (mm), w3 1,83 (mm).

- Các kích thước của bộ cân bằng hình chữ J lần lượt là: L4=L5=23,9 (mm), w4 1,83 (mm), L2 16,37 (mm), w2 4,5 (mm) và khoảng cách khe giữa hai tấm patch đồng phẳng song song là g 0,8 (mm).

- Các kích thước của mặt phẳng đất đổi với phần ăng ten là L1 22,76 (mm), w1=5,7 (mm).

3.2.1.1. uá t ình mô ph ng b ng ph n mềm C tudio suite

Hình 3. 4 là giao diện của phần mềm mô phỏng CST. Lựa chọn mục MICR WAVES & RF để tiến hành phân tích và mô phỏng cấu trúc ăng ten lưỡng cực vi dải.

40

Hình 3. 5: y dựng mặt phản ạ kim oại

41

Hình 3. 7: y dựng ấu t ú mặt t ớ ăng ten

Sử dụng Waveguide port để tiếp điện cho ăng ten.

Hình 3. 8: hiết ập điểm tiếp điện ho ăng ten

Điểm tiếp điện cho ăng ten

42

Để thỏa mãn một số đặc tính của ăng ten (đã được nói ở trên), đặc biệt là độ suy hao phản xạ S1,1 < -10 dB tại tần số cộng hưởng f = 2,45 GHz, ta sử dụng công cụ Optimizer trong phần mềm. Với công cụ này, ta có thể tối ưu các tham số kích thước của ăng ten để tìm điểm cộng hưởng sâu nhất tại tần số 2,45 GHz.

Hình 3. 9: ối u á thông số ăng ten với ông ụ ptimize 3.2.1.2. Một số kết quả thu đ ợ s u khi mô ph ng

Mô hình hóa cấu trúc ăng ten lưỡng cực vi dải với hai mặt được đặt trên tấm phản xạ kim loại nhằm tăng độ tăng ích và độ định hướng cho ăng ten.

43

Những hình ảnh dưới đây là các kết quả thu được sau quá trình mô hình hóa, mô phỏng và tối ưu các thông số của ăng ten (đây cũng là kết quả trong bài báo khoa học tại hội nghị quốc tế ATC-2015 diễn ra ngày 13-16/10/2015 tại TP Hồ Chí Minh với nội dung: “Simulation, design and fabrication of 4-element and 32-element rectenna

array applying in the wireless power transmission”).

Hình 3. 11: Kết quả độ tổn hao do phản xạ 11 và hệ số tỷ lệ sóng đứng điện áp

Hình 3. 12: Kết quả đồ thị ph ơng h ớng bức xạ c ăng ten Bảng 3. 1: Bảng kết quả á thông số mô ph ng ăng ten

S11 VSWR Độ tăng ích Độ định hướng

Góc nửa công suất (3dB)

Phi=0 Phi=90

44

Như vậy, với các kết quả mô phỏng thu được như trên Bảng 3. 1thì ăng ten được mô phỏng đã thỏa mãn các các yêu cầu như đã được nói ở phần 3.1. Độ tổn hao do phản xạ rất thấp -58,18 dB do ăng ten được phối hợp trở kháng tốt nên hiệu suất hoạt động của ăng ten cao. Độ tăng ích và định hướng khá lớn cỡ hơn 8 dBi hơn hẳn những ăng ten dipole thông thường. Điều này là do ăng ten dipole được đặt trên tấm phản xạ kim loại nên ăng ten dipole bức xạ sóng định hướng hơn so với các dipole thông thường bức xạ sóng đẳng hướng.

3.2.2. Mô phỏng ma trận ăng t n ct nna

Sau khi tính toán, tối ưu các kích thước của ăng ten, tôi thu được các kết quả khá tốt các tham số như độ tăng ích, độ định hướng và độ tổn hao do phản xạ S11 tại tần số hoạt động trung tâm f 2,45 GHz đáp ứng các điều kiện đối với hệ truyền công suất không dây tại tần số 2,45 GHz.

Có rất nhiều nhà nghiên cứu đã và đang quan tâm tới các rectenna, đặc biệt là các ma trận rectenna có công suất cao với khoảng cách truyền lớn. Trong hệ truyền công suất không dây phải sử dụng ma trận rectenna có khả năng thu được công suất cỡ vài oát thì hệ mới đạt được hiệu suất cao và công suất lớn [9].

Hình 3. 13: ơ đồ sắp xếp ma trận rectenna

d r

45

Tiếp theo, tôi tiến hành thiết kế, mô phỏng ma trận rectenna sắp xếp các phần tử ăng ten trên tấm phản xạ bằng kim loại như trên Hình 3. 13. Các phần tử rectenna được sắp xếp theo hàng đồng thời nằm trên ba đỉnh của một tam giác đều.

Ta có diện tích khẩu độ của ăng ten:

2 2 4 r D A  r    (3.4)

Từ phương trình (3.4), ta suy ra bán kính của khẩu độ ăng ten là:

2

r  D



 (3.5)

Theo tính chất của tam giác đều, ta có 3 3 r d. Do đó,: 3 2 d  D   (3.6)

với D là độ định hướng của ăng ten.

Việc sắp xếp các chấn tử ăng ten nằm trên ba đỉnh của tam giác như vậy đảm bảo sự chồng ch o của khẩu độ giữa các ăng ten rectenna gần nhau là nhỏ nhất và toàn bộ ma trận được phủ bởi các khẩu độ ăng ten rectenna [22].

Như đã nói ở trên, nếu chỉ sử dụng ăng ten đơn trong hệ truyền công suất không dây thì hiệu suất và công suất thu được rất thấp, độ định hướng không cao nên không thể đáp ứng được các yêu cầu đối với hệ này. Muốn đảm bảo các yêu cầu trong hệ truyền công suất không dây này, các ăng ten đơn thường được sắp xếp thành ma trận với các cách sắp xếp cũng rất đa dạng tùy thuộc vào từng ứng dụng khác nhau. Trong luận văn này, tác giả sử dụng mô hình ma trận rectenna thử nghiệm với 4 (phần tử) x 4 (phần tử), 4 (phần tử) x 8 (phần tử) với mục đích tạo kích thước gần tương đương với kích thước ăng ten phát để tăng hiệu suất của cả hệ.

46

3.2.2.1. ô ph ng ma trận rectenna 16 ph n t

Hình 3. 14 dưới đây là mô hình sự sắp xếp của 16 phần tử ăng ten trên tấm phản xạ kim loại với khoảng cách giữa các ăng ten được tính toán theo công thức (3.6).

Hình 3. 14: Ma trận 3D c a 16 ph n t ăng ten e tenn

Tiến hành mô phỏng ma trận ăng ten gồm 16 phần tử được tiếp điện bởi 16 waveguide port đồng biên, đồng pha trên phần mềm. Ta có:

47

Hình 3. 16: t ận s dụng 16 điểm tiếp điện đồng biên đồng ph

Kết quả mô phỏng đồ thị phương hướng bức xạ đối với ma trận ăng ten 16 phần tử được tiếp điện bởi 16 port đồng biên đồng pha thu được như sau:

Hình 3. 17: Đồ thị ph ơng h ớng bức xạ c a ma trận rectenna 16 ph n t ăng ten

48

3.2.2.2. ô ph ng ma trận rectenna 32 ph n t

Hình 3. 19: Ma trận 3D c a 32 ph n t ăng ten e tenn

49

Hình 3. 21: t ận s dụng 32 điểm tiếp điện đồng biên đồng ph

Kết quả mô phỏng đối với ma trận ăng ten 32 phần tử được tiếp điện bởi 32 port đồng biên, đồng pha thu được như sau:

50

Hình 3. 23: Hiệu suất c a ma trận ăng ten 32 ph n t 3.2.2.3. ô ph ng ma trận rectenna 64 ph n t

Mô phỏng đối với ma trận ăng ten 64 phần tử được tiếp điện bởi 64 port đồng biên, đồng pha. Dưới đây là một số hình ảnh mô phỏng và các kết quả mô phỏng của ma trận trên phần mềm mô phỏng CST.

51

Hình 3. 25: Hiệu suất c a ma trận ăng ten 64 ph n t

Hình 3. 26: Đồ thị ph ơng h ớng bức xạ c a ma trận rectenna 64 ph n t ăng ten

Từ kết quả mô phỏng ma trận ăng ten rectenna trong hai trường hợp trên, tôi đưa ra Bảng 3. 2 so sánh các kết mô phỏng quả đạt được.

Bảng 3. 2: Bảng so sánh á thông số c a á m t ận ăng ten e tenn

Loại ma trận Độ định hướng Độ tăng ích Góc nửa công suất(3dB)

Phi=0 Phi=90 Ma trận 16 phần tử 20,22 dBi 19,41 dB 12,2 0 22,90 Ma trận 32 phần tử 21,23 dBi 20,66 dB 9,7 0 18,10 Ma trận 64 phần tử 23,31 dBi 22,73 dB 8,6 0 11,30

52

Theo Bảng 3. 2, về mặt các thông số độ tăng ích và độ định hướng, ta thấy rằng ma trận ăng ten rectenna 32 phần tử có số lượng phần tử hơn gấp hai lần số lượng phần tử của ma trận rectenna 16 phần tử nhưng độ định hướng hơn 1,01 dBi, độ tăng ích hơn 1,25 dB; độ định hướng và độ tăng ích có sự chênh lệnh không đáng kể. Tuy nhiên, góc bức xạ nửa công suất của ma trận 32 phần tử hẹp hơn ma trận 16 phần tử khá nhiều (cỡ 1,27 lần đối với góc phi 900, cỡ 1,26 lần đối với góc phi 00). Khi số lượng phần tử ma trận ăng ten tăng lên 64 (gấp đôi số lượng ma trận 32 phần tử) thì độ định hướng và độ tăng ích cao hơn rất nhiều (2,08 dBi đối với độ định hướng và 2,07 đối với độ tăng ích) so với ma trận 32 phần tử.

Như vậy, ta thấy rằng ma trận ăng ten rectenna càng có nhiều phần tử thì góc bức xạ càng hẹp, s giảm được tổn hao công suất do bị phân tán trong môi trường truyền sóng.

3.3. ính toán tr kháng của đi ốt Schottky

Các mạch chỉnh lưu là các đi ốt rào Schottky HSMS-2820 được sản xuất bởi hàng Avago là một nhánh của hãng Agilent.

Hình 3. 27: Mạ h t ơng đ ơng a đi ốt Schottky HSMS-2820

Các đi ốt này được tối ưu cho các hoạt động ở tần số cao ( f>1 GHz). Mạch tương đương tuyến tính được thể hiện trên Hình 3. 27 biểu diễn đi ốt Schottky. Ngoài ra, các

53

giá trị chính xác các tham số kỹ thuật của đi ốt Is, n và Rs được nhà sản xuất đưa ra trong data sheet của đi ốt.

Cj là điện dung lớp chuyển tiếp ký sinh của đi ốt, Rs là tụ điện ký sinh của đi ốt. Lp và Cp lần lượt là điện cảm và điện dung ký sinh của linh kiện. Rj là điện trở chuyển tiếp của đi ốt ở đó công suất vi ba được chuyển đổi thành công suất đầu ra DC. Để công suất đầu ra cực đại thì điện áp vi ba lý tưởng xuất hiện trên Rj mà không có suy hao trong Rs [8] [18].

Đi ốt này có thể được sử dụng để chuyển đổi công suất vi ba sang công suất DC với một mạch tách sóng đơn giản. Trạng thái của các mạch tách sóng Schottky được nghiên cứu rõ ràng trong vùng hoạt động được xác định bởi hai điều kiện: công suất đầu vào thấp và điện trở tải cao. Tuy nhiên, hai điều kiện này không phù hợp với việc sử dụng đi ốt Schottky để tạo ra các mức điện áp và dòng điện DC thích hợp [19]. Trở kháng đầu vào Zin của đi ốt có thể được tính từ các giá trị được cung cấp bởi nhà sản xuất trong Bảng 3. 3.

Bảng 3. 3: Cá thông số c a đi ốt Schottky HSMS-2820 c nhà sản xuất

Các thông số HSMS-2820 Đơn vị IS 2.2E-8 A n 1.08 - RS 6.0 Ω Cj 0.7 pF LP 2.0 pF CP 0.08 pF Rj 256 (tại 1 mA) Ω

Sơ đồ mạch tương đương tuyến tính được v lại để biểu diễn liên hợp phức của mạch. Mạch này được thể hiện trên Hình 3. 28 như sau:

54

Hình 3. 28: Tổng trở kháng a đi ốt

Từ các giá trị trong mạch tương đương tuyến tính, ta có: X  j2 fL, trong đó f là tần số hoạt động của hệ truyền công suất không dây 2,45 GHz. Chính vì vậy:

 9 9 1 2 2, 45.10 2.10 30, 78 X  j    j (Ω) Ta lại có : 2 j Z fC    9 9 1 812, 02 2 2 2, 45.10 0, 08.10 j j Z j fC       (Ω)  9 9 2 92,8 2 2 2, 45.10 0, 7.10 j j Z j fC       (Ω) R2=Rj = 256 (Ω), R1 RS= 6 (Ω), khi đó ta có: A=R2//Z2 1 1 1 1 1 2 2 256 92,8 AR Z   j A = 29,73 + 82,02j (Ω) B = A+R1 = 35,73 + 82,02j (Ω) C=Z1//B

55

1 1 1

1

C  Z  B

C = 29,43 +75,67j (Ω)

Từ kết quả trên, trở kháng đầu vào Zin được tính theo biểu thức sau: Zin = Z1+C = 29,43+887,69j (Ω)

|Zin|= 888,18 (Ω)

3.4. Thiết kế ô phỏng mạch chỉnh lưu

Có rất nhiều các mạch chỉnh lưu vi ba trước đây đã được thiết kế ở công suất thấp cỡ khoảng nhỏ hơn 100 mW; chẳng hạn như mạch chỉnh lưu tại công suất đầu vào 45 mW với hiệu suất chuyển đổi lớn nhất là 70.69% [23]. Các ma trận rectenna được thiết kế để chỉnh lưu nhiều hơn công suất vi ba thành công suất DC trong hệ truyền công suất không dây. Một ví dụ về ma trận rectenna bao gồm 16 phần tử rectenna nhận được hiệu suất chỉnh lưu 74% với công suất đầu vào cỡ khoảng 2 W [14]. Một mạch chỉnh lưu đơn tại mức công suất cỡ vài W cũng đã được nghiên cứu tốt với công suất đầu vào 2 W và hiệu suất chỉnh lưu dao động khoảng 70% [27].

Nguồn vi ba cung cấp công suất đầu vào cho mạch chỉnh lưu cao thì dẫn đến hoặc là công suất đầu ra cao hơn hoặc là khoảng cách truyền được xa hơn.

Trong luận văn này, tôi nghiên cứu, mô phỏng mạch chỉnh lưu chỉ sử dụng một đi ốt và một bộ lọc thông thấp ở đằng sau đi ốt nhằm phản xạ các sóng vi ba quay trở lại đi ốt và tiếp tục được chỉnh lưu.

Sơ đồ của mạch chỉnh lưu mà chúng tôi thiết kế đối với sóng vi ba liên tục được mô tả trên Hình 3. 29 bên dưới. Đây là mạch chỉnh lưu điển hình đối với đi ốt mắc nối tiếp. Tụ điện nối tiếp C1 trong Hình 3. 29 được sử dụng để chặn dòng DC từ nguồn công suất vi ba đi qua đi ốt.

56

Hình 3. 29: ơ đồ mạch ch nh u

Tụ điện C2 mắc song song là mạch lọc thông thấp cho tín hiệu DC đi qua tải và phản xạ sóng vi ba quay trở lại phần đi ốt chỉnh lưu. Tần số họa âm được tạo ra trong quá trình chỉnh lưu bị giới hạn giữa MTAPER_1 và C2. Vì vậy, tần số họa âm s được tiếp tục chỉnh lưu bởi đi ốt D1, nâng cao hiệu suất chuyển đổi công suất vi ba sang công suất DC cao hơn. Taper đường vi dải (MTAPER_1) và hai đường vi dải (MLIN_1 và MLIN_2) lần lượt được sử dụng trước và sau đi ốt nối tiếp D1 để phối hợp trở kháng giữa nguồn và tải. Mạch chỉnh lưu này được mô phỏng tại tần số hoạt động 2,45 GHz và được tối ưu hóa bằng phần mềm mô phỏng ADS (Advanced Design System).

57

Đi ốt Schottky HSMS_2820 của hãng Avago được sử dụng để chỉnh lưu công suất vi ba thành công suất 1 chiều DC. Điện áp mở phân cực thuận Vbi 0,65 V, điện áp đánh thủng ngược VB =15 V. Mạch chỉnh lưu được thiết kế trên tấm phíp cao tần FR4 với hằng số điện môi r 4,3 và độ dày 1,6 mm. C1, C2, C3 đều được sử dụng là 120