Tín hiệu MC-CDMA về cơ bản là sự kết họp giữa tín hiệu DS-CDMA với OFDM. Mồi chip của dãy giả ngẫu nhiên PN được ánh xạ trên một sóng mang con. Như vậy, không giống với tín hiệu DS-CDMA truyền thống, với MS-CDMA các chip của một ký hiệu dữ liệu được phát song song trên các sóng mang con. số lượng các User tích cực đồng thời trong hệ thống thông tin di động MC-CDMA là K.
>•••> C VL-1
( k )ìT
(4.1)
(4.3)
23
Hình 4.2 Tạo ra tín hiệu MC-CDMA
Tín hiệu trải phổ đa sóng mang nhận được sau khi điều chế các thành phần s,(k), 1=0,..., L-l, song song trên L sóng mang phụ. Với trải phố đa sóng mang, mỗi ký hiệu dữ liệu được trải trên L sóng mang phụ. Trong các trường họp khi số sóng mang phụ bằng chiều dài mã trải phô L, chu kỳ ký hiệu OFDM với trải phố đa sóng mang với trải phô đa sóng mang bao gồm cả khoảng bảo vệ bằng:
Ts=Tg+LTc K-l
Hình 4.3 Bộ phát MC-CDMA hướng xuống
Là vecto với các ký hiệu dữ liệu phát của K người dùng sử dụng và c là ma trận trải phổ như sau:
C = (c(0),c(n,...,c(K-|)) (4.8)
Tín hiệu MC-CDMA nhận được sau khi xử lý chuồi s trong khối OFDM. Giả thuyết khoảng bảo vệ đủ lớn sao cho không có giao thoa giữa các sóng mang phụ, vecto nhận được của chuồi phát đi s sau khi giải điều chế OFDM và giải xem tần số
là:
r = H s + n = (^,^,R,...,R, ,)T (4.9)
Trong đó H(k) chứa các hệ số của kênh con gắn với người sử dụng k. Hướng lên giả thuyết là đồng bộ để đạt được hiệu quả sử dụng cao của OFDM. Vecto r
4.2.4 Các kỹ thuật điểu chế trải phổ trong MC-CDMA
Các kỹ thuật trải phố trong hệ thống MC-CDMA phân biệt với nhau bởi mã trải phố và kiểu trải phổ. Bên cạnh nhiều mã trải phố khác nhau, người ta còn sử dụng nhiều cách khác nhau đê ánh xạ mã trải pho theo hướng thời gian hoặc tần số vào tín hiệu MC-CDMA. Ngoài ra, còn có phương pháp hiệu chỉnh pha của các kí hiệu đế cải thiện sự phân bố của các điểm tín hiệu phát.
4.2.4.1 Các mã trải phố
Trong hệ thống MC-CDMA cũng sử dụng rất nhiều loại mã trải, được phân biệt với dựa vào tính trực giao, tính tương quan, độ phức tạp và tỷ số PAPR (tỷ cô suất đỉnh so với công suất trung - peak to average). Việc lựa chọn mã nào là tùy thuộc từng tình huống cụ thế. Ví dụ, ở tuyển xuống người ta thường dùng mã trực giao vì nó có khả năng giảm nhiễu đa truy nhập (MAI - Multiple Access (4.13) Bao gôm K vecto người sử dụng:
(4.14)
(4.15)
số lượng mã trực giao (với chiều dài L) tối da đúng bằng L, do đó giới hạn số User tích cực tối đa ( giá tối đa của K chính là L).
Do đó, nếu phương pháp trải phổ Fourier được áp dụng vào hệ thống MC- CDMA, biến đổi FFT dùng cho bộ trải phổ và biền đổi IFFT của khối OFDM sẽ trung hòa lẫn nhau nếu kích thước của FFT va IFFT là bằng nhau, nghĩa là quá trình trải phố được thực hiện trên tất cả các sóng mang phụ. Ket quả là hệ thống trên trở thành các hệ thống đơn sóng mang, được bổ sung bởi các phần chèn thêm và bộ cân bằng trong miền tần số. so với mã Walsh-Hadamard , mã Fourier cho tỷ số PAPR bằng hoặc nhỏ hơn. d) Mã Gold £(k) - e-j2/rtk/L (4.16) n = 2" - 1 (4.17) t(m) = (4.18) (4.19) 27
Trong đó ma trận bù /CL được định nghĩ băng đảo của ma trận gôc CL. Nêu:
j2^k(ql+l2 /2)/L j2^k[ql+l(l+l)/2]/L
(4.22) Trong đó q là số nguyên bất kỳ, k là một số nguyên, nguyên tố cùng nhau với L. Neu là số nguyên tố thì tập mã Zadoff-Chu sẽ gồm có L-l chuồi mã. Mã Zadoff- Chu có hàm tự tương quan tuần hoàn tối ưu và hàm tương quan chéo tuần hoàn với biên độ law hằng số giá trị nhỏ.
g) Các mã chập tốc độ thấp
Có thể dùng các mã chập tốc độ thấp đế thực hiện trải phố trong hệ thống MC-N.
(4.23)
Các giá trị xCF = vPAPRv, v=0,..., Nc - 1 là các mẫu theo thời gian của ký hiệu OFDM.(4.24)
28
Bằng cách lựa chọn mã trải phổ thích hợp, ta có thể giảm được PAPR của tín hiệu đa sóng mang. Giảm tỷ số PAPR cũng là yêu cầu ở tín hiệu đường lên để giảm công suất tiêu thụ ở các thiết bị cầm tay.
XV PAPR< 2max ^C(k)e2j*lt/Ts 2 ' > L (4.26) Với giả thuyết Nc = L. Bảng 4.1 tông kết các giới hạn PAPR cho đường lên của hệ thông MC-CDMA với các mã trải phô khác nhau.
Giới hạn PAPR cho mã Golay và Zadoff-Chu độc lập với chiều dài của mã trải Xv
= 1
k=0 ,(k)
(4.27) Bảng 4.1 Các giới hạn PAPR của các tín hiệu MC-CDMA đường lên
PAPR của tín hiệu MC-CDMA đường lên với K người dùng và Nc = L có thế được giới hạn bằng:
4.2.4.3 Trải phổ một và hai chiều
Trải phô trong hệ thống MC-CDMA có the thực hiện ở miền tần số, miền thời gian hoặc kết hợp cả hai miền. Hệ thống MC-CDMA chỉ thực hiện trải phổ ở miền thòi gian tưong đưong với với hệ thống MC-DS-CDMA. Trải phổ hai chiều phát huy các ưu điểm của phân tập thời gian và tần số là phương pháp thay thế cho các hệ thống chỉ thực hiện trải phố ở miền thời gian hoặc tần số. Mã trải phổ hai chiều là mã trải phố có chiều dài L trong đó các chip phân bố cả ở miền thời gian và tần số. Trải phố hai chiều có thể thực hiện bằng một mã trải phố hai chiều hoặc hai mã trải phố một chiều có liên kết với nhau. Quá trình trải phổ hai chiều hiệu quả sử dụng một mã trải phô và một bộ tạo xen được biếu diễn trên hình 4.4. Với hai mã trải phổ một chiều, trải phố đầu tiên được thực hiện trên một chiều với mã trải phố có chiều dài Li. Ớ bước tiếp theo, các chip đã được điều biến bởi dữ liệu của mã trải phô thứ nhất được điều biến lại với mã trải phô thứ hai trong miền thứ hai. Chiều dài của mã trải phố thứ hai là L2. Tông chiều dài của hai mã là:
30
1D spreading 2D spreading
interleaved 2nd direction
Hình 4.4 Trải phố một chiều và hai chiều
Một hướng tiếp cận khác cho trải phô hai chiều là định vị các chip của mã trải phổ hai chiều gần càng tốt đế fading tác động lên các chip là giống nhau. Và như vậy ta bảo vệ được tính trực giao của các mã trải phô. Vì giảm được giao thoa đa truy nhập nên độ phức tạp của bộ thu có thể giảm, tuy nhiên, khi áp dụng các kỹ thuật mã hóa kênh thì tăng ích phân tập bị giảm. Neu fading tác động lên lên tất cả các chip của mã trải phố là phang, đặc tính của hệ thống OFDM truyền thống không trải phố là giới hạn dưới của hệ thống trải phố. Tức là, đặc tính BER của hệ thống MC-CDMA với trải phổ hai chiều và fading phẳng trên toàn dãy trải phố cho kết quả là đặc tính của OFDM với L = l . Nguyên tắc trải phố một hoặc hai chiều với sự xen các chip ở miền tần số hoặc miền thời gian là giới hạn dưới của đặc tính phân tập gắn với mã trải phố đã chọn chiều dài L.
4.2.4.4 Quay biểu đồ pha
Quay biểu đồ pha tức L ký hiệu dữ liệu đuợc quay trước trải phổ sao cho biểu đồ pha ký hiệu dữ liệu là khác nhau đối với mỗi L ký hiệu dữ liệu của vecto ký hiệutk) ____ i2;7k/(MmtL)
r' = eJ "* (4.30)
Q Ỷ 04 -►
I
(a) (b)
Hình 4.5 Biểu đồ quay pha của dãy trải phổ Hadamard a) Không quay pha và b) Quay pha.
Quay biểu đồ pha trong trải phổ làm cho hệ thống trải phổ đạt được đặc tính cao hon. Sự cải thiện đặc tính này chủ yếu phụ thuộc vào việc ánh xạ ký hiệu đã chọn. Tập các ký hiệu nhiều hơn sẽ giảm bậc tụ' do để đặt các điểm tín hiệu trong biếu đồ không gian trạng thái tín hiệu đã quay và giảm độ khuyếch đại. Thêm nữa, sự cải thiện đặc tính với biểu đồ quay còn phụ thuộc vào kỹ thuật tách tín hiệu. Quay biểu đồ pha có thể cải thiện SNR được vài dB tại BER 10'3 với hệ thống MC- CDMA không mã hóa với điều chế QPSK trong kênh íading.
4.2.5 Kỹ thuật tách tín hiệu
phức cho mỗi sóng mang phụ. Neu ta biết trước cấu trúc mã trải phố của tín hiệu giao thoa thì giao thoa đa truy nhập không thể xét trước như nhiều hệ quả SD là cận tối ưu. Tính cận tối ưu SD có thế vượt qua MD nếu thông tin ưu tiên về các mã trải phô của tín hiệu giao thoa được tận dụng trong quá trình tách tín hiệu.
Sự cải thiện đặc tính của MD so với SD dẫn đến độ phức tạp của MD cao hơn. Các phương pháp MD được chia thành hai loại là loại trừ giao thoa (IC- Interference cancellation) và tách kết hợp. Nguyên tắc của IC là tách thông tin của tín hiệu người dùng giao thoa với SD và tái tạo phân bố giao thoa trong tín hiệu thu trước khi trừ phân bố giao thoa từ tín hiệu nhận được và tách thông tin của người dùng mong muốn. Bộ tách tối ưu áp dụng tách kết hợp với sự tương đồng cực đại.
Hình 4.6 Bộ thu MC-CDMA ở thuê bao
4.2.5.1 Tách đơn tín hiệu người dùng
kênh con. Lọc cân bằng một cấp là mạch nhân phức trên các kênh con. Dãy nhận được tại đầu ra của bộ cân bằng có dạng:
Kích thước LxL biếu diễn L hệ số cân bằng phức của các sóng mang con gắn với s. Đầu ra phức u của bộ cân bằng được giải trải phố bằng cách tương quan nó với mã trải phổ bù phức của người sử dụng quan tâm c^1'. Giá trị quyết định mềm
Hình 4.7 Tách đơn người dùng ở MC-CDMA Giá trị quyết định cứng của ký hiệu dữ liệu tách được xác định bằng:
d(k) ^QỈvCk)} (4.34)
Trong đó Q{.} là phép lượng tủ' hóa tương ứng với bộ chữ ký hiệu đã chọn. Cụm từ bộ cân băng được tông quát hóa ở phân sau, vì quá trình xử lý vecto nhận được r tương ứng với các kỹ thuật kết họp phân tập điển hình cũng được nghiên cứu sử dụng SD như biểu diễn trên hình 4.7.
£1 = $1 - ^1.1^1 (4.38)
Gi.i =_ HLỊ
H
(4.36)
1,11
EGC là kỳ thuật SD đơn giản nhất, vì chỉ cần thông tin về pha của kênh.
(4.37) Trở ngại của ZF là với biên độ Hi 1 nhỏ, bộ cân bằng làm tăng cường nhiễu. Cân bằng sai lệch trung bình bình phương tối thiểu MMSE. Cân bằng tương úng với tiêu chí MMSE tối thiểu hóa giá trị trung bình bình phương sai lệch:
Giữa bộ phát và đầu ra của bộ cân bằng. Sai lếch trung bình bình phương:
/, =í'{k1l2} (4.39)
CÓ thể được tối thiểu bằng cách áp dụng nguyên tắc trực giao, cho rằng sai lệch trung bình J| là tối thiểu nếu hệ số cân bằng Gi Gi.i = 1 được chọn sao cho sai lệch #!
\H
'1,1 1.1 I + ơ<
(4.41) Tính toán các hệ số cân bằng MMSE yêu cầu giá trị phương sai nhiễu thực sự
ơ2. Với SNR rất cao, bộ cân bằng MMSE đồng nhất với bộ cân bằng ZF.
(4.42)
r — ^ĩ .1
1,1
Chỉ yêu cầu thông tin về Hj ị . Giá trị # phải được xác định trong khi thiết kế hệ thống.
Cân bằng có điều khiển có thể được áp dụng trong các bộ thu thực hiện kém hon cân bằng MMSE cận tối ưu một chút. Cân bằng điều khiến áp dụng phương pháp ép không trên các sóng mang phụ trong đó biên độ của các hệ số kênh vượt quá ngưỡng định trước alh. Tất cả các sóng mang phụ khác áp dụng bằng hệ số khuếch đại kết hợp theo thứ tự đế tránh khuếch đại nhiễu. Ớ hướng lên, G và H là theo người sử dụng.
4.2.5.2 Tách đa người sử dụng
- Tách khả năng cực đại:
Kỳ thuật tách tối ưu sử dụng tiêu chí xác suất hậu nghiệm MAP hoặc tiêu chí giống nhất. Ớ phần này, hai thuật toán tách khả năng cực đại được trình bày, gọi là đánh giá dãy khả năng cực đại MLSE, đánh giá tối ưu dãy dữ liệu phát
^(dp.r) =\\r-Adli\\2 (4.44)
Giữa các chuỗi nhận được và chuỗi phát đi có thể. Vecto dữ liệu phát đi giống nhất là:
ầ = arg mindu A2(d„,r) (4.45)
MLSE yêu cầu đánh giá MK khoảng cách Euclide bình phương cho sự đánh giá vecto ký hiệu dữ liệu ở (4.45)
- Đánh giá ký hiệu khả năng cực đại MLSSE:
MLSSE tối thiểu hóa xác suất sai lệch ký hiệu, tương đương với cực đại hóa xác suất điều kiện p(d™ |r) mà d(k) được phát đi dưới dãy nhận được r. Đánh giá d(k) nhận được bằng MLSSE là:
ầ = arg maxdM p(d{*}|r) (4.46)
Neu nhiễu Ni là nhiễu trắng Gauss thì ký hiệu dữ liệu phát giống nhất là:
Có thê kêt họp các bộ cân băng tuyên tính với loại trù' giao thoa, gọi là các bộ cân bằng tuyến tính hồi tiếp quyết định.
4.2.6 Tiền cân bằng
Neu thông tin về kênh thực tế là biết trước tại bộ phát, ta có thế áp dụng tiền cân bằng tại bộ phát sao cho tín hiệu tại bộ thu xuất hiện không méo dạng và sự đánh giá của kênh tại bộ thu là không cần thiết. Thông tin về trạng thái của kênh, ví dụ, tạo ra trong chế độ TDD, nếu các khe TDD đủ nhỏ sao cho kênh của các khe hướng lên và xuống có thế xem là hằng số và bộ thu phát có thể dùng thông tin trạng thái kênh nhận được từ dữ liệu nhận được trước đó.
ứng dụng của tiền cân bằng trong hệ thống thông tin di động TDD là máy di động thue bao sẽ gửi các ký hiệu pilot ở đường lên. Trạm gốc dùng các ký hiệu pilot này để đánh giá kênh và tách các ký hiệu dữ liệu đường lên. Trạng thái kênh đánh giá được được dùng đế tiền cân bằng của dữ liệu đường xuống được phát tới máy thuê bao. Như vậy, không cần phải đánh giá kênh ở thiết bị thue bao di động, làm giảm độ phức tạp của thiết bị cuối. Chỉ trạm gốc mới phải đánh giá kênh, tức là chuyển độ phức tạp sang trạm gốc.
Hình 4.8 Bộ phát OFDM hoặc MC-CDMA có tiền cân bằng.
4.2.6.1 Đường xuống
Trong hệ thống đa sóng mang, ở đường xuống, phép tiền cân bằng cho bởi:
s = ổs (4.50)
Gltl =
H
(4.52)
1,1
Có thê bù được tác động của kênh fading và tín hiệu chỉ bị ảnh hưởng bởi AWGN. Trong thực tế, kỳ thuật tối ưu này không thê thực hiện được vì yêu cầu truyền dần công suất rất lớn trên kênh con íading mạnh. Như vậy, ở phần tiếp theo, ta tập trung vào tiền cân bằng với điều kiện về công suất trong đó tống công suất
L-l X 1=0 q.pS, (4.53) 1,-1 2 L-1 2 XGU =Z|G,„C| = L 1=0 1=0 (4.54) c = j ị K \ (4.55) 39
Bằng cách áp dụng tiêu chí cân bằng trong mục 4.2.5.1 ta nhận được các hệ số
(k)s“(k) + n =
(4.59)
Tiền cân bằng tựa MMSE gọi là tựa vì đây là sự xấp xỉ hóa. Kỹ thuật tối ưu yêu cầu độ phức tạp rất cao vì điều kiện cưỡng bức công suất.
Như với các kỳ thuật tách đơn người dùng trình bày ở phần 4.2.5.1, ta có thế áp dụng tiền cần bằng có điều khiến. Tiền cân bằng có điều khiến áp dụng tiền cân bằng cưỡng ép không trên các sóng mang con trong đó biên độ của các hệ số kênh vượt quá giá trị ngưỡng ath. Tất cả các sóng mang con khác áp dụng sự kết hợp độ khuếch đại hằng số cho tiền cân bằng.
40 (4.61) K—1 r = I« K-l ỵVk)G(k)s' K-l k=0 k=0
Các kỷ thuật tiền cân bằng biểu diễn ở (4.56) tới (4.59) được áp dụng ở đường
Cuối cùng, thông tin về kênh ở bộ phát có thể được sử dụng, không chỉ đế thực hiện tiền cân bằng, mà còn đế áp dụng điều chế thích nghi trên mỗi sóng mang con nhằm làm tăng cường dung lượng của hệ thống.