HỆ THỐNG MIMO_OFDM

CHƯƠNG I HỆ THỐNG MIMO_OFDM Giới thiệu: OFDM phương thức truyền dẫn không dây tốc độ cao quen thuộc , OFDM kết hợp với dãy anten phát thu MIMO để tăng độ lợi phân tập tăng dung hệ thống kênh fading lựa chọn tần số thay đổi theo thời gian Sau ta xét số vấn đề chi tiết hệ MIMO_OFDM 1.1 Mơ hình hệ thống MIMO – OFDM Để đảm bảo tính hệ thống, nhắc lại vài điểm hệ đa sóng mang OFDM Hệ thống đa sóng mang thực hiệu miền thời gian rời rạc cách sử dụng IFFT điều chế FFT giải điều chế Dữ liệu phát miền tần số lấy mẫu đầu khâu IFFT miền thời gian dạng sóng phát Hình 1.1.1 trình bày hệ thống MIMO – OFDM điển hình Nguồn liệu Mã hố kênh Mã hoá MIMO Điều chế OFDM Giải điều chế OFDM Điều chế OFDM Giải điều chế OFDM Giải mã MIMO Điều chế OFDM Q Giải điều chế OFDM L Xử lý tín hiệu thơng tin nhận Dữ liệu Giải mã kênh Hình 1.1.1: Hệ thống MIMO Q anten phát L anten thu Gọi X={X0,X1,…,XN-1}biểu diễn khối ký hiệu liệu chiều dài N Biến đổi IDFT X miền thời gian x={x0,x1,…,xN-1} xn = IFFTN { X k } (n) (1.1.1) Để loại bỏ trải trễ khoảng bảo vệ CP thêm vào, CP chuỗi phát khoảng bảo vệ là: xgn = x( n ) N , n = −G , , −1, 0,1, , N − Hình 1.1.2: Cấu trúc khung cho hệ thống OFDM QxL (1.1.2) Trong G chiều dài khoảng bảo vệ tính theo mẫu , (n) N phần dư phép chia n modulo N Đường bao tín hiệu phức OFDM có cách chuyển chuỗi xg qua chuyển ADC (để phát thành phần thực ảo) với tốc độ lấy mẫu 1/T s tín hiệu tương tự I Q chuyển lên tần số sóng mang RF Để tránh nhiễu ISI , chiều dài G CP phải lớn đáp ứng xung rời rạc theo thời gian kênh ký hiệu M Thời gian yêu cầu để truyền tín hiệu OFDM Ts= NT+GT gọi thời gian ký hiệu OFDM Tín hiệu truyền qua kênh RF thông dải nhận chuyển xuống băng sở Do , máy nhận , G mẫu khối nhận bị loại bỏ xử lý N điểm biến đổi DFT Cấu trúc khung hệ thống MIMO – OFDM điển hình hình 1.1.2 Phần đầu ký hiệu OFDM bao gồm Q ký hiệu huấn luyện chiều dài NI+G G≤ NI≤ N,NI=N/I I số nguyên mà N chia hết Thông thường chiều dài khoảng bảo vệ thời gian huấn luyện tăng gấp đơi , ví dụ IEEE 802.16a , để giúp cho việc đồng bộ, ước lượng độ dịch tần sô việc cân để rút ngắn kênh trường hợp chiều dài kênh vượt chiều dài khoảng bảo vệ Trước tiên xem xét phần mở đầu khung OFDM , chuỗi mở đầu có chiều dài NI+G có cách xem xét hệ số thứ I vectơ miền tần số có chiều dài N mà ký hiệu huấn luyện khác từ chữ chọn (phần lại đặt ) Chuỗi huấn luyện từ miền tần số phát từ anten thứ i { Sk( q ) } k =1 q=(c-1)Q+i c=1,2, N …,Q Chuỗi huấn luyện miền thời gian có chiều dài N I có cách lấy IDFT N điểm chuỗi { Sk( q ) } k =1 , giữ nguyên hệ số miền thời gian có N chiều dài NI phía đầu khơng sử dụng phần cịn lại Gọi Hij véc tơ hệ số kênh anten phát thứ i anten thu thứ j gọi { Rk(l ) } k =0 chuỗi tín hiệu lấy mẫu nhận N I −1 anten thu thứ l lặp lại I lần giải điều chế sử dụng FFT N điểm sau : Rk(l ) = FFTN { r (l ) } (k ) (1.1.3) = ∑ q =1 H k( q ,l ) S k( q ) + Wk(l ) (1.1.4) Q Trong k= 0,… N-1 Ma trận mẫu OFDM sau giải điều chế ma trận Rk có kích thước (QxL) tương ứng với sóng mang thứ k biểu diễn theo ma trận mẫu phát S k kích thước (QxQ) , ma trận hệ số Hk kích thước (QxL) ma trận nhiễu Gauss trắng W k có kích thước (QxL) sau: Rk ,QxL = Sk ,QxQ H k ,QxL + Wk ,QxL (1.1.5) Trong R,H W coi tập hợp ma trận N kích thước QxL véctơ QxL có chiều dài N Như nêu trên, vấn đề đồng khó với hệ OFDM, với hệ MIMO_OFDM điều khó Để đồng người ta dùng theo nhiều cách đồng dùng pilot đồng mù Sau xét chi tiết đồng dùng pilot Trước hết ta xét phần mở đầu chèn pilot phần phát 1.1.1 Thiết kế phần mở đầu cho hệ thống MIMO – OFDM Phương pháp ước lượng kênh bình phương tối thiểu yêu cầu tất ma trận ký hiệu huấn luyện S(q) kích thước QxNI với với q = (c-1)Q + k , k = 1,…,NI ma trận đơn vị có Q ký hiệu OFDM cần thiết cho ước lượng kênh Giải pháp thực bước đầu biến đổi S k thành ma trận đường chéo Tuy nhiên, lượng phần mở đầu cần phát 10log10Q dB để đạt hoạt động bình thường tín hiệu bắt đầu truyền từ tất anten Điều gây ảnh hưởng không mong muốn phải tăng yêu cầu dải động khuyếch đại cơng suất Do phải tìm cách đạt được yêu cầu chuỗi truyền từ tất anten S k ma trận đơn vị Điều đạt theo nghiên cứu Tarokh mã hoá khối không gian _ thời gian Với thiết kế Q = 2,4 mã trực giao thực Ví dụ cho Q = 2,4 chọn cấu trúc mở đầu có dạng  S S AS =   − S1 STC  S1 −S =  − S1   − S1 S1 S1 S1 − S1 S1 − S1 S1 S1 S2  ÷ S2  (1.1.1.1) S1  S1  − S1   − S1  (1.1.1.2) Trong S1 véctơ Sk có chiều dài NI , k = 1,…,NI Điều dẫn tới kết ma trận Sk ma trận đơn vị việc phát chuỗi giống từ tất anten trường hợp ưu điểm thực đồng Cấu trúc tương tự Q = Đối với giá trị khác Q, thuật tốn bình phương tối thiểu cho ước lượng kênh đạt đựơc cách truyền nhiều Q chuỗi huấn luyện cách làm ma trận ký hiệu huấn luyện thành ma trận đơn vị phương pháp làm trực giao Gram _ Schmit 1.1.2 Chèn Pilot Các hệ số kênh yêu cầu bám sát số Điều hỗ trợ chèn ký hiệu pilot biết sóng mang có vị trí cố định thay đổi Ví dụ chuẩn IEEE 802.16a yêu cầu chèn Hình 1.1.2.1: Phát xung pilot xung pilot vị trí cố định sóng mang [12,36,60,84,172,196,220,224] (giả sử N = 256) Hình 1.1.2.1 cho biết công thức phát chuỗi pilot sử dụng chuẩn IEEE 802.16a Trong đường xuống (DL) đường lên (UL) ghi dịch bắt đầu chuỗi bit hình vẽ Bit đầu Pn ánh xạ với +1 bit ánh xạ với -1 Đối với hệ thống MIMO với Q = anten , chuỗi pilot Pn mã hố qua khơng gian thời gian để hình thành cấu trúc (1.6) (1.7) tương ứng , từ cho phép ước lượng kênh theo phương pháp LS Bây ta xét đồng phần thu: 1.2 Thực đồng phần thu Đồng thời gian tần số thực theo bước sau : Bước : Đồng thời gian thô phát tín hiệu Thu thập thời gian thơ phát tín hiệu đặt phần mở đầu khung OFDM qua dải xấp xỉ giá trị lấy mẫu Nhờ có mặt CP , thu nhận thời gian thô phần mở đầu thực cách tính tương quan mẫu tín hiệu nhận mà cách khoảng N I qua cửa sổ chiều dài G n j ,coarse = arg max { φ j ,n } (1.2.1) φ j , n = ∑ k = (rj*, n + k rj ,n + k + N I ) (1.2.2) G −1 Thêm vào giá trị lớn φ j ,n vượt ngưỡng để giảm xác suất báo động giả (PFA False Alarm) Chúng ta chọn ngưỡng 10% lượng tín hiệu đầu vào cửa sổ tương quan Bước : Uớc lượng độ dịch tần số miền thời gian Bất kỳ độ dịch tần số giao động ký máy phát máy thu phản ánh chuỗi bit miền thời gian dịch pha θ = 2πγ N I / N , γ độ dịch tần định nghĩa độ dịch tần thực tế khoảng cách sóng mang liên tiếp Ước tính độ dịch tần số khoảng cách sóng mang lớn ± I/2 tính dựa vào hàm tự tương quan sau: γˆ j = { I ∠ φn j ,coarse 2π } (1.2.3) Trong nj,coarse thu thập thời gian thô tối ưu I=N/N I Độ dịch tần số bỏ từ chuỗi mẫu nhận cách nhân với exp { − j 2πγˆn / N I } đoạn mở đầu nhân với exp { − j 2πγˆn / N } đoạn liệu Chú ý cách tăng chiều dài ký hiệu huấn luyện hệ số I, dải ước lượng độ dịch tần miền thời gian tăng lên hệ số I Bước 3: Hiệu chỉnh phần dư độ dịch tần số Việc ước lượng dải độ dịch tần số miền thời gian chưa đủ, ngồi cịn cần ước lượng miền tần số Giả sử chuỗi huấn luyện miền tần số { Sk( q ) } k =1 phát từ tất anten Độ dịch tần số N dư thừa phép nhân số nguyên khoảng cách dải tần sóng mang con, ước lượng cách tính tương quan chéo vòng { Sk( q ) } k =1 với tín hiệu máy thu, tần số hiệu chỉnh, chuỗi ký hiệu N giải điều chế theo công thức: N −1 χk = ∑ S n=0 ( q )*( k +n ) N R (1) cn , k= 0,1,…,N-1 (1.2.4) Trong đó: { R (1) cn = FFTN rn(1) e j 2πγˆ MLn / N I } (1.2.5) Độ dịch tần số dư thừa ước lượng Γˆ = arg max { χ k } , k=0,1, …,N-1 Chú ý phần phân số độ dịch tần số tương đối ước lượng theo miền thời gian bước phần nguyên ước lượng miền tần số bước Bước 4: Đồng thời gian chuẩn Thu thập thời gian chuẩn đặt phần mở đầu liệu có ích khung OFDM vài mẫu Khi độ dịch tần bị loại bỏ, đồng thời gian chuẩn cách tính độ tương quan chéo mẫu hiệu chỉnh tần số với chuỗi ban đầu phát, đơn vị đồng thời gian chuẩn là: n j , fine = arg max { ϕ j ,n } (1.2.6) ϕ j ,n = ∑ q =1 ∑ k =I ( sq*,k rj ,n + k ) (1.2.7) Trong Q N −1 Đối với anten sử dụng 2,4 hay anten phát thiết kế trực giao thảo luận phần 1.1_A, tương quan chéo đủ phục vụ cho anten nhận Ngưỡng lượng đặt 10% lượng NI mẫu nhận Do trình đồng hố thời gian chuẩn q trình tính tốn phức tạp, thực theo cửa sổ nhỏ đặt trung tâm đồng thời gian thô nj,coarse Cuối đồng thời gian tinh cho hệ thống chọn : nopt = (1/ L)∑ j =1 n j , fine L (1.2.8) Độ dịch âm thêm vào vài mẫu dùng cho việc đồng thời gian chuẩn để đảm bảo cửa sổ OFDM cho tất thiết bị nhận rơi vào vùng khơng có ISI 1.3 Hiệu chỉnh độ dịch tần số lấy mẫu theo dõi: Hệ thống MIMO_OFDM sử dụng phương thức bám đường yêu cầu thơng số ước lượng kênh truyền phải xác Do hệ thống có tượng Doppler hệ số kênh truyền hệ thống phải thường xuyên theo dõi Trong hệ thống truy cập không dây cố định dải rộng IEEE 802.16a, kênh truyền gần không thay đổi, nhiên thay đổi tính tốn dựa vào độ dịch tần số lấy mẫu dao động RF máy phát máy thu Nhìn chung, thiết bị đầu cuối có sai số thấp khoảng 20 phần triệu Điều có nghĩa tín hiệu có độ rộng dải MHz tạo độ dịch 80 mẫu cho s truyền Độ dịch tần số lấy mẫu gây nên quay pha, nhiễu biên độ đồng Thậm chí sau đồng thu nhận tín hiệu, hệ thống OFDM cần bảo vệ chống lại độ dịch tần số lẫy mẫu độ dịch pha Nó cần bảo vệ chống lại độ lệch dao động ký RF tần số đồng hồ lấy mẫu miền thời gian Gọi T’≠T thời gian lấy mẫu máy thu gọi β=(T’-T)/T độ dịch chuẩn hoá thời gian lấy mẫu Ký hiệu OFDM giải điều chế nhận với độ dịch thời gian lấy mẫu tính theo công thức (1.3.1)  j 2πβ gk ( N + G )  (l ) ( q ) (l ) Rg(l,)k = ∑ exp   sin c( β k ) xH q , k S k + Wk , AWGN + Wk , ICI N   q =1 Q (1.3.1) Trong k = 0,…, N – 1, l = (j – 1)Q + g g = 1, … Q số chạy ký hiệu OFDM theo thời gian, sin c(x) = sin (Πx) / Πx Do độ dịch tần số lấy mẫu β, ký hiệu điều chế nhận được, chịu độ quay pha nhiễu biên độ Nhìn chung giá trị β nhỏ Ví dụ, sai số đồng hồ lấy mẫu 20ppm tần số lấy mẫu f s = 8MHz, β = 2x10-5 Do vậy, sin c(kβ) ≈ ảnh hưởng bỏ qua Với giả thiết này, ma trận mẫu OFDM giải điều chế R k (1.1.5) trở thành: Rk ,QxL = Λk ,QxQ S k ,QxL H k ,QxL + W k ,QxL (1.3.2) Trong Λk, Q x Q ma trận đường chéo biểu diễn quay pha mẫu giải điều chế nhận nhờ độ dịch tần số lấy mẫu 1.3.1 Ước lượng độ dịch tần số lấy mẫu: Nếu truyền dẫn MIMO OFDM thực khối Q ký hiệu OFDM, sau quay pha khối trước ký hiệu OFDM tăng theo kiểu tuyến tính Do ma trận lấy mẫu nhận tương ứng với phần mở đầu là: preamable Rk = Λk preamable preamable S k H k +W k (1.3.1.1) Ma trận lấy mẫu thu cho khối ký hiệu OFDM tương ứng với xung pilot tính bởi:  j 2πQkβ ( N + G )  preamable q S k H k +W k  Λk N  q Rk = exp (1.3.1.2) Nếu kênh không thay đổi nhiều khối Q ký hiệu OFDM liền trường hợp ứng dụng mạng LAN/MAN không dây, so sánh preamable Rk p Rk Để có ước tính ban đầu β cho sóng mang sau: H preamable p  ∠trace  R k R k   = 2π Qk ( N + G ) βk N L  j 2πβ Qk ( N + G )  ∠∑ R l ,l exp   N   = l =1 2π Qk ( N + G ) N ∧ initial (1.3.1.3) Việc ước tính độ dịch tần số lấy mẫu sau lấy trung bình tất sóng mang 1.3.2 Ước lượng kênh: Khi ước lượng ban đầu β tính, ước lượng kênh thực kỹ thuật LS sau: ∧ Hk H = Bk −1 ( B k B kH ) Rk (1.3.2.1) Trong Bk = ΛkSk Điều đảm bảo ảnh hưởng ban đầu độ dịch tần số lấy mẫu tính tốn ước lượng kênh 3.3.3 Theo dõi độ dịch tần số lấy mẫu: Sau tính β, ước lượng độ dịch tần số lấy mẫu vịng mở có cách tối thiểu hố tham số: H p   min(trace ( R k − Λ k C p) ( Rk − Λk C k ) ) k   Trong p (1.3.2.2) p C k = S k H k Đây kết thuật toán LS ∧ Λk pH = Rk C k −1 (C kp C kp H +δI ) (1.3.2.3) Trong δ số bé bậc 1x10 -5 đưa để bảo vệ chống lại ma trận nghịch đảo điều kiện xấu I ma trận đơn vị Nếu phương sai nhiễu máy thu biết hệ số sử dụng thay cho δ Từ ∧ Λk , giá trị độ dịch tần số lấy mẫu lấy cách tính độ tương quan phần tử đường chéo ma trận ∧ Λk là:  Q −1 ∧  ∧ ∠ ∑ *  new ∧  q =1 Λ q ,q ,k Λ q +1,q +1,k  2π k ( N + G ) βk = N Giá trị ∧ β (1.3.2.4) new đưa qua lọc thông thấp bậc đầu k lọc sử dụng để có ước tính là β Thơng số sau sử dụng để hình thành ước tính ∧ new Λk Độ dịch tần số lấy mẫu chế độ tracking sau bù lại theo cơng thức ∧ new Rk −1 new =(∧ ) Rk Λk 1.4 Ước lượng kênh MIMO – OFDM: Thông tin trạng thái kênh MIMO – OFDM sử dụng cho mã hóa khơng gian – thời gian máy phát phát tín hiệu máy nhận Nó ảnh hưởng trực tiếp đến hoạt động toàn hệ thống MIMO – OFDM Trong phần này, xem xét giải pháp để ước lượng kênh MIMO – OFDM theo phương pháp Ước lượng kênh OFDM lấy từ độ tương quan thời gian tần số thông số kênh Như thảo luận trước, hệ thống MIMO với Q anten phát, tín hiệu từ anten thu sóng mang thứ k khối OFDM thứ n tính sau: Rn ,k Q = ∑ H n ,k X n ,k + W n ,k q =1 (q) (q) (1.4.1) (q) H n ,k Trong đáp ứng tần số kênh truyền kênh thứ k khối OFDM thứ n tương ứng với anten phát thứ q, W n,k nhiễu Gauss trắng Khó khăn việc ước lượng kênh MIMO tín hiệu nhận liên quan đến vài thông số kênh truyền Do đáp ứng kênh truyền tần số khác tương quan, thơng số kênh sóng mang khác tính theo cơng thức: H (q) n ,k = N 0−1 ∑ hn,mW N (q) km (1.4.2) m =0 Trong k = 0, 1… N – q = 1, … Q Thông số N phụ thuộc vào tỉ số mở rộng trễ kênh không dây thời gian ký hiệu OFDM, WN = exp(-j(2Π/N)) Do đó, để có tính (q) H n,k , cần ước (q) H n ,m Nếu tín hiệu truyền với q = 1, … Q , ≈ h (q) X n ,k từ anten phát thứ q biết đối (q) n,m ước lượng tức thời (q ) hn , m tìm cách tối thiểu hố hàm chi phí: N −1 ∑ k =0 Q N −1 ≈ (q ) km (q ) − R n,k ∑ ∑ h n,mW K x n,k q =1 m = Tính tốn theo cơng thức: (1.4.3)  ≈ (1)  (1) An   h n ÷  b n  ÷  ÷ ÷ ÷ ÷=  ÷ ( QQ ) ÷ (Q ) ÷  (Q ) ÷ ≈ A n ÷  ÷  b n ÷   ÷  hn    An   (1Q )  An (11) Q1 (1.4.4) Hay:  ≈ (1)   ÷   hn ÷   ÷=  (Q ) ÷  ≈ ÷   ÷  hn   Trong ≈ h −1    ÷ b ÷ ÷  ÷  ÷ (QQ) ÷  b ÷  An  A(11) n AQn (1) n (1.4.5) (Q ) A(1n Q) n (q ) ước lượng tức thời véc tơ thông số kênh n truyền, định nghĩa sau: ≈ h Và (q ) = n a (ni,,mj ) , A(ni, j ) , b(ni,)m a (h ≈ ( q) N −1 ) (1.4.6) (i ) ( j) − km (1.4.7) k =0 A Và: n, N −1 = ∑ x n , k xn , k W N (ij ) n b .,h n,o T b(ni ) định nghĩa là: (i , j ) n ,m i n ,m ≈ (q) = (a ) N 0−1 (ij ) n, m1− m m1,m 2=0 N −1 = ∑ r n,k xn,k W N (i ) − km (1.4.8) k =0 (i ) n b = (b ) T (i ) (i ) , bn, N −1 n, o Từ ước lượng tức thời tham số kênh, ước lượng cụm tính tốn thơng qua hệ số tương quan mặt thời gian thông số kênh Ước lượng cụm véc tơ thông số kênh khối OFDM thứ n có cơng thức: ≈ h (i ) n =∑ l ≥0 f h≈ l (i ) n −l Trong fl(l ≥ 0) hệ số cho ước lượng kênh tính theo cụm Hình 1.4.1: Mơ hình ước lượng thơng số kênh cho hệ MIMO_OFDM với anten phát Hình 1.4.1 minh họa sơ đồ khối ước lượng kênh cho hệ thống MIMO – OFDM với anten phát Để tính tốn ước tính tức thời hình vẽ, việc đảo ma trận 2N0 x 2N0 cần thiết để nhận ước lượng tạm thời (1) hn , m ( 2) hn,m Nói chung việc đảo ma trận QN0 x QN0 cần thiết hệ thống MIMO – OFDM với Q anten phát 1.5 Kết luận: Trong hệ thống MIMO_OFDM tín hiệu OFDM phát thu đồng thời nhiều anten, hệ thống sử dụng lợi điểm MIMO OFDM làm tăng độ lợi phân tập, tăng dung kênh fading lựa chọn tần số thay đổi theo thời gian Đồng thời kỹ thuật MIMO OFDM hộ trợ lẫn nhau, kỹ thuật OFDM chia kênh fading lựa chọn tần số thành nhiều kênh phading phẳng song song thuận tiện cho việc truyền tín hiệu theo phương pháp MIMO Trong hệ thống MIMO_OFDM ký hiệu OFDM có thêm phần mở đầu chèn pilot để thực đồng bộ, ước lượng kênh hiệu chỉnh độ dịch tần dịch pha Để hiểu thêm hiệu kết hợp MIMO_OFDM chương thực mô hệ thống MIMO_OFDM đánh giá SNR so với BER hệ thống CHƯƠNG II MÔ PHỎNG ĐÁNH GIÁ KÊNH HỆ THỐNG MIMO_OFDM 2.1 Giới thiệu hệ thống: Phần mơ trình bày OFDM đánh giá kênh MIMO OFDM với giả sử đặc tính kênh thời điểm tức thời biết Trước hết ta xem xét chi tiết hệ thống OFDM sau: Hình 2.1.1: Cấu trúc khối phần OFDM Hệ thống OFDM có cấu trúc hình 2.1.1 Hệ thống kết hợp bit đầu vào ánh xạ chúng vào số phức (trong khối điều chế) điều định điểm chịm sóng mang Số bit ấn định cho sóng mang thay đổi dựa thay đổi SNR dải tần số Số sóng mang N sử dụng hệ thống OFDM chọn lớn phải trả giá độ dịch tần sóng mang lân cận nhiễu sóng mang lân cận Vì số sóng mang lớn nhiễu kênh liền kề lại tăng độ dịch tần ngược lại * FFT IFFT Thành phần quan trọng hệ thống OFDM chuyển đổi IFFT máy phát FFT máy thu Những hàm thực ánh xạ tuyến tính N ký hiệu liệu phức N ký hiệu OFDM phức Biến đổi FFT N điểm yêu cầu độ phức tạp NlogN phép nhân so với N tính tốn trực tiếp, nhờ hệ thống OFDM yêu cầu số phép tính đơn vị thời gian hệ thống tương đương mà sử dụng kỹ thuật cân Truyền dẫn liệu miền tần số sử dụng FFT, biến đổi tuyến tính trực giao đem lại khả chống lại ISI tốt miền thời gian * Mơ hình kênh truyền ước lượng kênh Giả sử kênh chịu fading theo khối Rayleigh, hệ thống MIMO ma trận kênh biểu diễn tương ứng với phương trình: L −1 yn = ∑ H l xn−l + nn l =0 (2.1.1) Trong yk, xk, nk véc tơ Hk ma trận Độ trải trễ kênh L chu kỳ ký hiệu Đặc tính suy giảm theo hàm mũ kênh mơ hình hóa cách cố định lượng tất phần tử ma trận ngẫu nhiên Hk hệ số Ei suy giảm theo biến i Trong suốt khoảng thời gian kết hợp, tất ma trận H k số, phân tích tính tương quan kênh, tất chúng vẽ theo hàm pdf Ngoài ra, để đơn giản giả sử giải tương quan kênh thực đầu cuối truyền dẫn ký hiệu OFDM Ước lượng kênh cho biết ảnh hưởng fading không lựa chọn tần số đến kênh truyền Thơng thường hệ thống OFDM cung cấp tín hiệu dẫn đường để ước lượng kênh Trong trường hợp kênh thay đổi theo thời gian, tín hiệu dẫn đường lặp lại cách tuần hoàn Khoảng cách tín hiệu dẫn đường miền thời gian tần số phụ thuộc vào thời gian kết hợp dải thông kênh truyền Trong phần mô này, giả thiết ước lượng kênh hồn hảo có máy phát máy thu Biết đầy đủ đặc tính kênh truyền, máy phát máy thu xác định đáp ứng tần số kênh, độ lợi kênh sóng mang ký hiệu OFDM Từ độ lợi có được, thuật tốn thích nghi thực để tính tốn việc phân phối lượng tối ưu * Tiền tố vòng: Tiền tố vòng thêm vào ký hiệu OFDM để chống lại hiệu ứng đa đường Nhiễu liên ký tự ký hiệu OFDM tránh nhờ khoảng bảo vệ, thành phần đa đường bị hủy bỏ, sau ký hiệu OFDM phát Kỹ thuật hữu ích giúp giảm độ phức tạp máy thu ký hiệu bảo vệ suốt khoảng bảo vệ Đặc biệt khoảng bảo vệ chọn mở rộng tiền tố khối Từ chuyển nhân chập tuyến tính tín hiệu với kênh truyền thành nhân chập vòng Tuy nhiên để kỹ thuật hoạt động tốt khoảng bảo vệ phải lớn trải trễ kênh Do chiều dài tương đối tiền tố phòng phụ thuộc vào tỉ số độ trải trễ kênh so với thời gian ký hiệu OFDM * Điều chế giải điều chế: Điều chế chuyển tập bit thành số phức tương ứng với phần tử chịm tín hiệu Cùng với thuật tốn thích nghi, điều chế có đầu vào tập bit giá trị mức lượng đầu điều chế ký hiệu chòm tương ứng với số bit đầu vào tỉ lệ tương ứng để có lượng mong muốn Bộ điều chế lựa chọn số hữu hạn tốc độ liệu (số chòm sao) để điều chế, số chòm lấy từ tập chịm có số ký hiệu số mũ chẵn 2, thêm vào để chống lại lỗi bit, chịm mã Gray sử dụng Mã Gray đảm bảo lỗi ký hiệu xảy ra, giải mã chọn ký hiệu lân cận để máy phát giải mã phát lỗi bit đơn Nhiều kỹ thuật xử lý giải điều chế sử dụng ML, MMSE, cưỡng Trong phần để đơn giản giải điều chế, giải điều chế sử dụng phương pháp cưỡng 0, biết độ lợi kênh fading phẳng cho kênh 2.2 Mơ Tồn hệ thống xem xét hệ thống rời rạc thời gian Điều đơn giản hố mơ hình Các thông số mô hệ thống sau: Số sóng mang 64 Thời gian ký tự OFDM Thời gian khoảng bảo vệ Giá trị MQAM 100 chu kỳ ký tự chu kỳ ký tự 16 Sơ đồ mô bao gồm bước sau: Bắt đầu Các bit vào song song Điều chế song song cho n sóng mang IFFT Thêm nhiễu Đánh giá kênh FFT Giả điều chế song song cho n sóng mang Hình 2.2.1: Sơ đồ mô đánh giá kênh OFDM Kết mơ thể hình sau: Kết thúc Hình 2.2.2: Kết mơ đánh giá kênh OFDM Nhận xét: OFDM có SNR tốt chí có nhiều nhiễu kênh truyền, ví dụ kênh truyền có nhiễu mức 10 -1 đạt SNR = 20dB TÀI LIỆU THAM KHẢO “Broaband MIMO-OFDM Wireless Communications”, Gordon L Stuber, John R Barry, Steve W McLaughlin, Ye (Geoffrey) Li, Mary Ann Ingram and Thomas G Pratt, Proceedings of the IEEE , Vol 92 , No , February 2004 ... thống MIMO_OFDM ký hiệu OFDM có thêm phần mở đầu chèn pilot để thực đồng bộ, ước lượng kênh hiệu chỉnh độ dịch tần dịch pha Để hiểu thêm hiệu kết hợp MIMO_OFDM chương thực mô hệ thống MIMO_OFDM. .. thiết bị nhận rơi vào vùng khơng có ISI 1.3 Hiệu chỉnh độ dịch tần số lấy mẫu theo dõi: Hệ thống MIMO_OFDM sử dụng phương thức bám đường yêu cầu thông số ước lượng kênh truyền phải xác Do hệ thống... ≥ 0) hệ số cho ước lượng kênh tính theo cụm Hình 1.4.1: Mơ hình ước lượng thơng số kênh cho hệ MIMO_OFDM với anten phát Hình 1.4.1 minh họa sơ đồ khối ước lượng kênh cho hệ thống MIMO – OFDM