Nghiên cứu về hệ thống MimoOFDM và ứng dụng

Nghiên cứu về hệ thống MimoOFDM và ứng dụng Nghiên cứu về hệ thống MimoOFDM và ứng dụng Nghiên cứu về hệ thống MimoOFDM và ứng dụng luận văn tốt nghiệp,luận văn thạc sĩ, luận văn cao học, luận văn đại học, luận án tiến sĩ, đồ án tốt nghiệp luận văn tốt nghiệp,luận văn thạc sĩ, luận văn cao học, luận văn đại học, luận án tiến sĩ, đồ án tốt nghiệp

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI HOÀNG ĐỨC ANH HOÀNG ĐỨC ANH KỸ THUẬT VIỄN THÔNG NGHIÊN CỨU VỀ HỆ THỐNG MIMO-OFDM VÀ ỨNG DỤNG LUẬN VĂN THẠC SĨ KỸ THUẬT KỸ THUẬT VIỄN THÔNG 2014B Hà Nội – Năm 2017 BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI HOÀNG ĐỨC ANH NGHIÊN CỨU VỀ HỆ THỐNG MIMO-OFDM VÀ ỨNG DỤNG Chuyên ngành : Kỹ thuật viễn thông LUẬN VĂN THẠC SĨ KỸ THUẬT KỸ THUẬT VIỄN THÔNG NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC: Ts.Nguyễn Quốc Khương Hà Nội – Năm 2017 MỤC LỤC *** LỜI CAM ĐOAN i DANH MỤC TỪ VIẾT TẮT ii DANH MỤC BẢNG BIỂU iv DANH MỤC HÌNH VẼ v LỜI MỞ ĐẦU CHƯƠNG KÊNH TRUYỀN VÔ TUYẾN 1.1 Giới thiệu chương 1.2 Mơ hình hệ thống thu phát vơ tuyến 1.3 Phân loại mơ hình hệ thống vơ tuyến 1.3.1 Mơ hình hệ thống SISO 1.3.2 Mơ hình hệ thống SIMO 1.3.3 Mô hình hệ thống MISO 1.3.4 Mơ hình hệ thốngMIMO 1.3.5 Kỹ thuật phân tập 1.4 Kết luận chương 15 CHƯƠNG HỆ THỐNG MIMO-OFDM 16 2.1 Giới thiệu chương 16 2.2 Hệ thống OFDM 16 2.2.1 Sơ đồ hệ thống nguyên lý OFDM 16 2.2.2 Ứng dụng kỹ thuật OFDM Việt Nam 19 2.2.3 Đơn sóng mang (Single Carrier) 20 2.2.4 Đa sóng mang (Multi-Carrier) 20 2.2.5 Sự trực giao (Orthogonal) 21 2.2.6 Ứng dụng kĩ thuật IFFT/FFT kĩ thuật OFDM 22 2.2.7 Các kỹ thuật điều chế OFDM 25 2.2.8 Các đặc tính OFDM 31 2.3 Hệ thống MIMO-OFDM 32 2.3.1 Tổng quan hệ thống MIMO-OFDM 32 2.3.2 MIMO-OFDM phía phát 34 2.3.3 MIMO-OFDM phía thu 34 2.3.4 Kỹ thuật ước lượng kênh hệ thống MIMO-OFDM 35 2.3.5 Ưu nhược điểm hệ thống MIMO-OFDM 37 2.4 Mã hoá không gian thời gian 38 2.4.1 Mã khối không gian – thời gian (STBC) 38 2.4.2 Mã lưới không gian – thời gian (STTC) 42 2.4.3 Mã lớp không gian – thời gian (V-Blast) 46 2.5 Kết luận chương 58 CHƯƠNG ỨNG DỤNG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TRONG MẠNG DI ĐỘNG 4G-LTE .59 3.1 Tổng quan mạng di động 4G-LTE 59 3.1.1 Giới thiệu công nghệ LTE 59 3.1.2 Những đặc điểm bật mạng di động 4G-LTE 60 3.2 Hệ thống MIMO-OFDM LTE hướng xuống 62 3.2.1 Sơ đồ tổng quát 62 3.2.2 Cấu trúc khung liệu(Frame) 63 3.2.3 Lưới tài nguyên (Resource grid) 64 3.2.4 Điều chế (Modulation) 65 3.2.5 Ánh xạ lớp (Layer mapping) 66 3.2.6 Precoding cho phân tập phát 68 3.2.7 Ánh xạ liệu lên lưới tài nguyên 69 3.2.8 Zero padding 71 3.2.9 FFT/IFFT 72 3.2.10 Chèn khoảng bảo vệ 72 3.2.11 MimoEqualizer sử dụng thuật toán SFD 73 3.3 Kết luận chương 74 CHƯƠNG KẾT QUẢ TÌM HIỀU, ĐO KIỂM, ĐÁNH GIÁ HỆ THỐNG TRẠM PHÁT SÓNG 4G-LTE (eNodeB) CỦA VIETTEL 75 4.1 Mô hình tổng thể hệ thống 75 4.1.1 Cấu trúc phần cứng eNodeB 75 4.1.2 Cấu trúc phần mềm eNodeB 76 4.2 Quy trình đo kiểm, đánh giá hệ thống eNodeB 77 4.3 Bộ tiêu chuẩn đánh giá hệ thống trạm thu phát 4G-LTE 78 4.4 Chi tiết đo đánh giá 78 4.5 Kết Đo kiểm 80 4.5.1 Với test model 1.1 80 4.5.2 Với test model 3.1 83 4.6 Kết luận chương 86 KẾT LUẬN 87 TÀI LIỆU THAM KHẢO 88 LỜI CAM ĐOAN Tôi xin cam đoan kết nghiên cứu đưa luận văn dựa kết thu q trình nghiên cứu riêng tơi, khơng chép kết nghiên cứu tác giả khác Nội dung luận văn có tham khảo sử dụng số thông tin, tài liệu từ nguồn sách, tạp chí liệt kê danh mục tài liệu tham khảo Hoàng Đức Anh i DANH MỤC TỪ VIẾT TẮT *** STT Từ viết tắt Giải nghĩa tiếng Anh Giải nghĩa tiếng Việt MIMO Multiple Input Multiple Output Hệ thống đa anten phát thu OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao LTE Long Term Evolution Sự tiến hóa lâu dài 4G The fourth Generation of mobile communication Mạng di động hệ thứ GSM Global System for Mobile communications Hệ thống di động toàn cầu CDMA Code Division Multiple Access Đa truy nhập phân chia theo mã STBC Space Time Block Code Mã hóa khối khơng gian-thời gian STTC Space Time Trellis Code Mã không gian thời gian Trellis SFBC Space Frequency Block Code Mã hóa khối khơng gian-tần số 10 STMLD Space-Time Maximum Likelyhood Decoder Bộ giải mã hợp lẽ tối đa 11 PAPR Peak to Average Power Ratio Tỉ số đỉnh – cơng suất trung bình 12 AWGN Additive White Gaussian Noise Nhiễu tạp âm trắng 13 BER Bit Error Rate Tỷ lệ lỗi bít 14 RMS Root Mean Square Trải trễ trung bình 15 CSI Information of the Channel State Thông tin trạng thái kênh 16 DFT Discrete Fourier Transform Biến đổi Fourier rời rạc ii 17 FCF Frequency Correlation Function Hàm tương quan tần số 18 CCF Cross Corelation Function Hàm tương quan chéo 19 FFT Fast Fourier Transform Biến đổi fourier nhanh 20 GI Guard Interval Khoảng bảo vệ 21 ICI Inter-carrier Interference Nhiễu liên sóng mang 22 IDFT Inverse Discrete Fourier Transform Biến đổi Fourier rời rạc ngược 23 IFFT Inverse Fast Fourier Transform Biến đổi Fourier nhanh ngược 24 V-BLAST Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time Mã lớp không gian – thời gian iii DANH MỤC BẢNG BIỂU *** Bảng 2.1: Bảng điều chế 25 Bảng 2.2: Pha tín hiệu QPSK 29 Bảng 3.1: Các đặc điểm cơng nghệ LTE .60 Bảng 3.2: bảng ánh xạ băng tân với số resource blocks 65 Bảng 3.3: Ánh xạ kênh vật lý với điều chế 66 Bảng 3.4: ánh xạ codeword tới lớp ghép kênh không gian .67 Bảng 3.5: ánh xạ codeword với lớp phân tập phát 68 Bảng 3.6: ánh xạ băng tần kích thước IFFT 71 Bảng 4.1: Bảng tham số cấu hình hệ thống eNodeB 79 iv DANH MỤC HÌNH VẼ *** Hình 1.1: Mơ hình hệ thống thơng tin số vơ tuyến Hình 1.2: Mơ hình hệ thống SISO .4 Hình 1.3: Mơ hình hệ thống SIMO .4 Hình 1.4: Mơ hình hệ thống MISO .5 Hình 1.5: Mơ hình hệ thống MIMO sử dụng N t anten phát N r anten thu Hình 1.6: N Kênh truyền nhiễu Gauss trắng song song Hình 1.7: Mơ hình kết hợp lựa chọn 11 Hình 1.8: Mơ hình kết hợp tối đa hóa tỷ lệ kết hợp 11 Hình 1.9: Mơ hình phân tập phát vịng đóng 14 Hình 2.1: Sơ đồ hệ thống OFDM 16 Hình 2.2: So sánh kỹ thuật sóng mang khơng chồng xung (a) kỹ thuật sóng mang chồng xung (b) 18 Hình 2.3: Phổ sóng mang OFDM [1] 19 Hình 2.4: Truyền dẫn sóng mang đơn.[9] 20 Hình 2.5: Cấu trúc hệ thống truyền dẫn đa sóng mang.[1] .20 Hình 2.6: Phổ sóng mang trực giao OFDM 22 Hình 2.7: Biểu đồ khơng gian tín hiệu BPSK 27 Hình 2.8: Biểu đồ tín hiệu tín hiệu QPSK 29 Hình 2.9: Chùm tín hiệu M-QAM .31 Hình 2.10: Mơ hình tổng quát hệ thống mimo-ofdm .33 Hình 2.11: Sơ đồ hệ thống mimo-ofdm phía phát .34 Hình 2.12: Sơ đồ hệ thống mimo-ofdm phía thu .34 Hình 2.13: Cấu trúc ước lượng .35 Hình 2.14: Sơ đồ Alamouti anten phát anten thu 39 Hình 2.15: Các symbol phát thu sơ đồ Alamouti .39 Hình 2.16:: Sơ đồ khối mã lưới STTC 42 Hình 2.17: Sơ đồ mã lưới 43 Hình 2.18: Bộ mã lưới k = 1, K = n = 43 Hình 2.19: Lưới mã sơ đồ trạng thái với k = 1, K = n = 44 v Hình 2.20: Hệ thống V-BLAST 48 Hình 2.21: Máy thu V-BLAST Zero-forcing 52 Hình 2.22: Máy thu V-BLAST MMSE .57 Hình 3.1:Sơ đồ tổng quát hệ thống MIMO-OFDM LTE 62 Hình 3.2: Cấu trúc frame cho chế độ FDD 63 Hình 3.3: Cấu trúc frame cho chế độ TDD .63 Hình 3.4: Lưới tài nguyên 64 Hình 3.5: Điều chế QAM64 66 Hình 3.6: Các vị trí tương tứng tín hiệu pilot 71 Hình 3.7: Tạo khoảng bảo vệ (Cyclic Prefix) .73 Hình 4.1: Sơ đồ tổng thể hệ thống 75 Hình 4.2: Kiến trúc phần mềm 76 Hình 4.3: Sơ đồ phân hệ xử lý layer 77 Hình 4.4: Quy trình đo kiểm, đánh giá hệ thống eNodeB 77 Hình 4.5: Sơ đồ bố trí thiết bị 79 Hình 4.6: Sơ đồ bố trí thiết bị phịng LAB 80 Hình 4.7: Giao diện kết máy đo 81 Hình 4.8: Chịm tín hiệu phổ tín hiệu 81 Hình 4.9: Các thơng số đánh giá 82 Hình 4.10: Kết đánh giá máy đo 83 Hình 4.11: Chịm tín hiệu phổ tín hiệu 84 Hình 4.12: Các thông số đánh giá 85 vi LỜI MỞ ĐẦU *** Ngày với phát triển nhanh chóng multimedia video, thoại thông tin liệu internet, điện thoại di động cần yêu cầu tốc độ truyền liệu cao băng tần rộng Việc nghiên cứu phát triển diễn toàn giới để đưa hệ hệ thống truyền thông đa phương tiện băng rộng không dây Do tần số vô tuyến hữu hạn nên dải tần số người ta mong muốn truyền nhiều thơng tin có dung lượng cao, sử dụng băng thông hiệu Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao (OFDM) giải pháp hiệu để giải vấn đề Nhưng với kết hợp OFDM hệ thống nhiều anten thu phát (MIMO) nâng cao chất lượng đường truyền có dung lương tốt đạt tốc độ truyền liệu cao Với hệ thống MIMO-OFDM ứng dụng nhiều hệ thống thông tin không dây truyền hình số mặt đất, wifi, wimax, LTE vv Nhằm nâng cao hiểu biết tiếp cận với cơng nghệ này, em chọn nghiên cứu đề tài Nghiên cứu hệ thống Mimo-Ofdm ứng dụng mạng di động LTE, nội dung luận văn tốt nghiệp cao học em Trong trình làm luận văn em tìm hiểu kỹ thuật khác áp dụng hệ thống MIMO-OFDM thực đo kiểm thực tế hệ thống MIMOOFDM áp dụng trạm thu phát 4G – LTE Viettel nghiên cứu sản xuất Với việc áp dụng phương pháp nghiên cứu vừa lý thuyết vừa thực hành đo kiểm, luận văn có kết tốt việc đánh giá chất lượng tín hiệu xử lý hệ thống trạm thu phát 4G Với nỗ lực thực sự, luận văn em có số kết định, vậy, thời gian có hạn em khơng thể tránh khỏi số thiếu sót Vì vậy, em mong ý kiến đóng góp thầy cô giáo bạn bè Em xin chân thành cảm ơn thầy TS Nguyễn Quốc Khương tận tình dẫn em suốt trình thực để em hồn thành luận văn tốt nghiệp CHƯƠNG 1.1 KÊNH TRUYỀN VÔ TUYẾN Giới thiệu chương Đây chương bản, trình bày cách khái qt mơ hình hệ thống thu phát vơ tuyến loại mơ hình sử dụng hệ thống thông tin vô tuyến 1.2 Mơ hình hệ thống thu phát vơ tuyến Tất hệ thống thơng tin số mơ hình hóa thành sơ đồ khối hình (1.1) Ngay với hệ thống mạng không dây phức tạp, tồn hệ thống chia thành khối liên kết với bao gồm khối phát, kênh truyền khối bên thu Hình 1.1: Mơ hình hệ thống thông tin số vô tuyến Bên phát nhận gói tin dạng bit từ lớp giao thức cao chuyển chúng thành sóng điện từ để đưa tới bên nhận Những bước quan trọng thơng tin số mã hóa điều chế Bộ mã hóa thơng thường thêm bit dư thừa để sửa sai lỗi bên nhận Bộ điều chế chuẩn bị tín hiệu dạng số cho kênh vô tuyến thông tin điều khiển Tín hiệu số điều chế chuyển thành dạng sóng tương tự qua biến đổi số tương tự (DAC) sau lại chuyển lên băng tần sóng vơ tuyến (RF) Tín hiệu RF xạ thành sóng điện từ qua anten thích hợp Ở bên thu thực bước ngược lại với bên phát Sau chuyển sóng vơ tuyến (RF) xuống tần số thích hợp lọc tín hiệu tần số khác nhau, tín hiệu băng tần sở chuyển thành tín hiệu số chuyển đổi tương tự thành số (ADC) Tín hiệu số giải điều chế giải mã mạch số tích hợp để khơi phục lại dạng bit bên phát 1.3 Phân loại mơ hình hệ thống vơ tuyến Các mơ hình hệ thống thơng tin vơ tuyến phân loại thành bốn hệ thống SISO, SIMO, MISO MIMO hình sau Mơ hình hệ thống SISO 1.3.1 s1 RX1 TX1 x1 Hình 1.2: Mơ hình hệ thống SISO Hệ thống SISO hệ thống thông tin không dây truyền thông sử dụng anten phát anten thu Máy phát máy thu có cao tần, điều chế giải điều chế Hế thống SISO thường dùng phát thanh, truyền hình kỹ thuật truyền dẫn vô tuyến cá nhân Wi-Fi hay Bluetooth Dung lượng hệ thống phụ thuộc vào tỉ số tín hiệu nhiễu xác định theo cơng thức Shanon: C = log2(1+SNR) (bps/Hz) 1.3.2 (1.1) Mơ hình hệ thống SIMO RX1 s1 TX1 RX2 x1 x2  RX Nr Hình 1.3: Mơ hình hệ thống SIMO xNr Nhằm cải thiện chất lượng hệ thống, phía sử dụng anten, phía cịn lại sử dụng đa anten Hệ thống sử dụng anten phát nhiều anten thu gọi hệ thống SIMO Trong hệ thống máy thu lựa chọn kết hợp tín hiệu từ anten thu nhằm tối đa tỷ số tín hiệu nhiễu thơng qua giải thuật beamforming MMRC(Maximal Ratio Receive Combinning) Khi máy thu biết thông tin kênh truyền, dung lượng hệ thống tăng theo hàm logarit số anten thu, xấp xỉ theo công thức sau C = log2(1+ N.SNR) (bps/Hz) (1.2) Với N số anten phía thu Mơ hình hệ thống MISO 1.3.3 s1 s2 TX1 RX1 TX1 x1  sNt TX Nt Hình 1.4: Mơ hình hệ thống MISO Hệ thống sử dụng nhiều anten phát anten thu gọi hệ thống MISO Hệ thống cung cấp phân tập phát thơng qua kỹ thuật Alamouti từ cải thiện lượng tín hiệu sử dụng Beamforming để tăng hiệu suất phát vùng bao phủ Khi máy phát biết thông tin kênh truyền, dung lượng hệ thống tăng theo hàm logarit số anten phát xác định gần theo công thức sau C = log2(1+ N.SNR) (bps/Hz) Với N số anten phía phát (1.3) Mơ hình hệ thốngMIMO 1.3.4 1.3.4.1 Mơ hình hệ thống Một hệ thống thông tin điểm đa anten băng hẹp gồm có NT anten phát Nr anten thu biểu diễn mơ hình rời rạc thời gian sau [1] :  y1   h11 y      h21                y N R   hN R s1 s2 sNt h12 h22 hN R h1NT   x1   n1   h2 NT   x2   n2                      hN R NT   xNT   nNT  (1.4) TX1 RX1 TX1 RX2   TX Nt RX Nr x1 x2 xNr H Hình 1.5: Mơ hình hệ thống MIMO sử dụng N t anten phát N r anten thu Mơ hình biểu diễn đơn giản dạng y = Hx + n (1.5) Với y  C NR biểu diễn tín hiệu nhận từ NR chiều (NR anten) x  C NT biểu diễn tín hiệu nhận từ NT chiều (NT anten ) n  C NR kí hiệu nhiễu Gauss trắng N (0, ) H  C NR Nt ma trận kênh truyền chứa hệ số phức hij, kích thước NR×NT, hij có biên độ độ dịch pha ngẫu nhiên, hệ số hij biểu diễn độ lợi kênh truyền từ anten phát j đến anten thu i 1.3.4.2 Dung lượng hệ thống MIMO Giả sử có N kênh truyền chiều song song bị nguồn nhiễu Gauss có phương sai 12 , , N2 có tác động hình 1.6 Dung lượng kênh đơn tính theo định lý Shanon, dung lượng hệ kênh song song tổng dung lượng kênh đơn [1]: (1.6) Với  hệ số nhân Lagrange chọn cho tổng công suất phát N P   Pn n 1 N (0, ) x y1 N (0,  N ) xN yN Hình 1.6: N Kênh truyền nhiễu Gauss trắng song song Ma trận kênh truyền H kênh truyền MIMO định trước xem bất biến suốt thời gian tổng cơng suất phát tín hiệu từ NT anten phát phía thu giữ khơng đổi P Dung lượng kênh truyền phụ thuộc vào ma trận H tính thơng qua việc phân tách H thành tập kênh truyền song song, theo phân bố Gauss, độc lập vô hướng H=UDVH Với U  C NR NR V  C NT NT (1.7) ma trận unitary (U U H  I NR ,V V H  I NT ) , D  R NR NT ma trận đường chéo, với hệ số thực không âm d1  d2   d N giá trị đơn (single value ) ma trận H với N = min(NT,NR), hạng H với số trị đơn khác khơng Bình phương trị đơn trị riêng n ma trận H.HH hay HHH d n  n (1.8) Các trị riêng  n ma trận HHH hay HHH định nghĩa vector thỏa mãn: ( HH   n I NR ) y  với y  vector (NR x 1) (1.9a) ( H  H  n I NT ) y  với y  vector (NT x 1) (1.9b) Để đơn giản, trị riêng xác định theo biểu thức sau (W  n I N ) y  Với với y  vector (N×1)  HH H , N R  NT W  H  H H , N R  NT (1.10) (1.11) Biểu thức kênh truyền viết lại sau y  Hx  n  UDV H x  n (1.12) Nhân hai vế biểu thức với UH ta biểu thức U H y  U HUDV H x  U H n (1.13) Đặt y  U H y, x  V H x, n  U H n, ta có biểu thức : y  Dx  n (1.14) Nếu NT>NR: có NR tín hiệu thuộc x tách Nếu NT 1, tín hiệu anten thu tổng hợp trên, sau tổng hợp MRC lại với (ta có thêm độ lợi phân cực thu) ➢ Phân tập phát vịng đóng Nếu hệ thống có đường feedback, phía phát có thơng tin kênh truyền h1 h2 Phía phát Phía thu hNt  Feedback , h1 , h2 , , hNt  Hình 1.9: Mơ hình phân tập phát vịng đóng 14 Thơng tin có kênh truyền phục vụ nhiều mục đích khác phía phát nhằm tăng chất lượng truyền dẫn, ví dụ thay đổi mức độ điều chế, giải mã tín hiệu dựa vào thơng tin kênh truyền… 1.4 Kết luận chương Chương giới thiệu cách khái quát kênh truyền vô tuyến, mô hình hệ thống vơ tuyến kỹ thuật phân tập, chương sâu kỹ thuật sử dụng hệ thống thông tin vô tuyến 15 CHƯƠNG HỆ THỐNG MIMO-OFDM *** 2.1 Giới thiệu chương Chương giới thiệu khái niệm, nguyên lý thuật toán kỹ thuật OFDM Cùng với hệ thống kết hợp MIMO-OFDM kết hợp kỹ thuật MIMO kỹ thuật OFDM 2.2 Hệ thống OFDM 2.2.1 Sơ đồ hệ thống nguyên lý OFDM 2.2.1.1 Sơ đồ hệ thống Input data Sắp xếp mã hoá S/P Chèn Pilots IDFT Chèn dải bảo vệ P/S Kênh truyền + AWGN Output data Giải mã xếp lại P/S Ước lượng kênh DFT Loại bỏ dải bảo vệ S/P Hình 2.1: Sơ đồ hệ thống OFDM Đầu tiên, liệu vào tốc độ cao chia thành nhiều dòng liệu song song tốc độ thấp nhờ chuyển đổi nối tiếp/song song (S/P: Serial/Parrallel) Mỗi dịng liệu song song sau mã hóa sử dụng thuật tốn sửa lỗi tiến (FEC) xếp theo trình tự hỗn hợp Những symbol hỗn hợp đưa đến đầu vào khối IDFT Khối tính tốn mẫu thời gian tương ứng với kênh nhánh miền tần số Sau đó, khoảng bảo vệ chèn vào để giảm nhiễu xuyên ký tự ISI truyền kênh di động vô tuyến đa đường Sau lọc phía phát định dạng tín hiệu thời gian liên tục chuyển đổi lên tần số cao để 16 truyền kênh Trong trình truyền, kênh có nguồn nhiễu gây ảnh hưởng nhiễu trắng cộng AWGN,… Ở phía thu, tín hiệu chuyển xuống tần số thấp tín hiệu rời rạc đạt lọc thu Khoảng bảo vệ loại bỏ mẫu chuyển từ miền thời gian sang miền tần số phép biến đổi DFT dùng thuật tốn FFT Sau đó, tùy vào sơ đồ điều chế sử dụng, dịch chuyển biên độ pha sóng mang nhánh cân bằng cân kênh (Channel Equalization) Các symbol hỗn hợp thu xếp ngược trở lại giải mã Cuối thu nhận dòng liệu nối tiếp ban đầu 2.2.1.2 Nguyên lý OFDM Nguyên lý OFDM chia luồng liệu tốc độ cao thành luồng liệu tốc độ thấp phát đồng thời số sóng mang trực giao Vì khoảng thời gian symbol tăng lên cho sóng mang song song tốc độ thấp hơn, lượng nhiễu gây độ trải trễ đa đường giảm xuống Nhiễu xuyên ký tự ISI hạn chế hoàn toàn việc đưa vào khoảng thời gian bảo vệ symbol OFDM Trong khoảng thời gian bảo vệ, symbol OFDM bảo vệ theo chu kỳ để tránh nhiễu sóng mang ICI Giữa kỹ thuật điều chế đa sóng mang khơng chồng phổ kỹ thuật điều chế đa sóng mang chồng phổ có khác Trong kỹ thuật đa sóng mang chồng phổ, ta tiết kiệm khoảng 50% băng thơng Tuy nhiên, kỹ thuật đa sóng mang chồng phổ, ta cần triệt xuyên nhiễu sóng mang, nghĩa sóng cần trực giao với Trong OFDM, liệu sóng mang chồng lên liệu sóng mang lân cận Sự chồng chập nguyên nhân làm tăng hiệu sử dụng phổ OFDM Ta thấy số điều kiện cụ thể, tăng dung lượng đáng kể cho hệ thống OFDM cách làm thích nghi tốc độ liệu sóng mang tùy theo tỷ số tín hiệu tạp âm SNR sóng mang 17 Hình 2.2: So sánh kỹ thuật sóng mang khơng chồng xung (a) kỹ thuật sóng mang chồng xung (b) Về chất, OFDM trường hợp đặc biệt phương thức phát đa sóng mang theo nguyên lý chia dòng liệu tốc độ cao thành tốc độ thấp phát đồng thời số sóng mang phân bổ cách trực giao Nhờ thực biến đổi chuỗi liệu từ nối tiếp sang song song nên thời gian symbol tăng lên Do đó, phân tán theo thời gian gây trải rộng trễ truyền dẫn đa đường (multipath) giảm xuống OFDM khác với FDM nhiều điểm Trong phát thông thường đài phát truyền tần số khác nhau, sử dụng hiệu FDM để trì ngăn cách đài Tuy nhiên khơng có kết hợp đồng trạm với trạm khác Với cách truyền OFDM, tín hiệu thông tin từ nhiều trạm kết hợp dịng liệu ghép kênh đơn Sau liệu truyền sử dụng khối OFDM tạo từ gói dày đặc nhiều sóng mang Tất sóng mang thứ cấp tín hiệu OFDM đồng thời gian tần số với nhau, cho phép kiểm sốt can nhiễu sóng mang Các sóng mang chồng lấp miền tần số, khơng gây can nhiễu sóng mang (ICI) chất trực giao điều chế Với FDM tín hiệu truyền cần có 18 khoảng bảo vệ tần số lớn kênh để ngăn ngừa can nhiễu Điều làm giảm hiệu phổ Tuy nhiên với OFDM đóng gói trực giao sóng mang làm giảm đáng kể khoảng bảo vệ cải thiện hiệu phổ Trong cơng nghệ FDM truyền thống, sóng mang lọc riêng biệt để bảo đảm chồng phổ, khơng có tượng giao thoa ký tự ISI sóng mang phổ lại chưa sử dụng với hiệu cao Với kỹ thuật OFDM, khoảng cách sóng mang chọn cho sóng mang trực giao chu kỳ ký tự tín hiệu khơi phục mà khơng giao thoa hay chồng phổ Hình 2.3: Phổ sóng mang OFDM [1] 2.2.2 Ứng dụng kỹ thuật OFDM Việt Nam Có thể nói thuật ngữ mạng internet băng rộng ADSL quen thuộc Việt Nam, người biết nâng cao tốc độ đường truyền hệ thống ADSL nhờ công nghệ OFDM Nhờ kỹ thuật điều chế đa sóng mang cho phép trồng phổ sóng mang mà tốc độ truyền dẫn hệ thống ADSL tăng lên cách đáng kể so với mạng cung cấp dịch vụ internet thông thường Bên cạnh mạng cung cấp dịch vụ internet ADSL ứng dụng rộng rãi Việt Nam, hệ thống thơng tin vơ tuyến mạng truyền hình mặt đất DVB-T khai thác sử dụng Các mạng thơng tin máy tính khơng dây HiperLan/2, IEEE802.11a,g khai thác rộng rãi Việt Nam Kỹ thuật OFDM lền tảng kỹ thuật truyền dẫn vơ tuyến, có ý nghĩa thực tế khơng giới mà cịn nước 19 2.2.3 Đơn sóng mang (Single Carrier) Hệ thống đơn sóng mang hệ thống có liệu điều chế truyền sóng mang Hình 2.4: Truyền dẫn sóng mang đơn.[9] Hình 2.7 mơ tả cấu trúc chung hệ thống truyền dẫn đơn sóng mang Các ký tự phát xung định dạng lọc phía phát Sau truyền kênh đa đường Ở phía thu, lọc phối hợp với kênh truyền sử dụng nhằm cực đại tỷ số tín hiệu nhiễu (SNR) thiết bị thu nhận liệu Đối với hệ thống đơn sóng mang, việc loại bỏ nhiễu giao thoa bên thu phức tạp Đây nguyên nhân để hệ thống đa sóng mang chiếm ưu hệ thống đơn sóng mang 2.2.4 Đa sóng mang (Multi-Carrier) Nếu truyền tín hiệu khơng phải sóng mang mà nhiều sóng mang, sóng mang tải phần liệu có ích trải băng thơng chịu ảnh hưởng xấu đáp tuyến kênh có phần liệu có ích bị mất, sở liệu mà sóng mang khác mang tải khơi phục liệu có ích Hình 2.5: Cấu trúc hệ thống truyền dẫn đa sóng mang.[1] 20 Do vậy, sử dụng nhiều sóng mang có tốc độ bit thấp, liệu gốc thu xác Để khơi phục liệu mất, người ta sử dụng phương pháp sửa lỗi tiến FFC Ở máy thu, sóng mang tách dùng lọc thông thường giải điều chế Tuy nhiên, để khơng có can nhiễu sóng mang (ICI) phải có khoảng bảo vệ hiệu phổ 2.2.5 Sự trực giao (Orthogonal) Các tín hiệu trực giao chúng độc lập với Tính trực giao tính chất cho phép nhiều tín hiệu thơng tin truyền thu tốt kênh truyền chung khơng có xun nhiễu tín hiệu Mất tính trực giao làm cho tín hiệu thơng tin bị xun nhiễu lẫn đầu thu khó khơi phục lại hồn tồn thơng tin ban đầu Trong OFDM, sóng mang chồng lặp với tín hiệu khơi phục mà khơng có xuyên nhiễu sóng mang kế cận sóng mang có tính trực giao Một tập tín hiệu gọi trực giao đơi hai tín hiệu tập thỏa điều kiện[1] K  Si (t).S j (t)dt  0 * TS ij i j (2.1) với S*(t) ký hiệu liên hợp phức S(t) Ts chu kỳ ký hiệu K số.Tập N sóng mang phụ kỹ thuật OFDM có biểu thức: k  sin(2 t ) TS f k (t)   0   t  TS (2.2) t  (0, TS ) với k = 0, 1, …, N-1 Các sóng mang có tần số cách khoảng FS  đôi thỏa mãn điều kiện (2.1) 21 trực giao TS  Ta xét hai sóng mang Sin  2   k  t  Sin  2 k t    TS  T   S    k1  k2  S t t  0 Sin  π TS t .Sin  π TS t  dt  0 cos2 π  k1  k  TS  cos2 π  k1  k  TS dt  (2.3) TS T Hình 2.6: Phổ sóng mang trực giao OFDM Như vậy, sóng mang thuộc tập (2.2) trực giao đôi hay cịn gọi độc lập tuyến tính Trong miền tần số, phổ sóng mang phụ có dạng hàm sincx ký hiệu miền thời gian giới hạn xung chữ nhật Mỗi sóng mang phụ có đỉnh tần số trung tâm vị trí null điểm cách tần số trung tâm khoảng bội số FS Vì vậy, vị trí đỉnh sóng mang vị trí null sóng mang cịn lại (Hình 2.6) Và sóng mang khơng gây nhiễu cho 2.2.6 Ứng dụng kĩ thuật IFFT/FFT kĩ thuật OFDM Như đề cập phần khái niệm OFDM, ta biết OFDM kỹ thuật điều chế đa sóng mang, liệu truyền song song nhờ nhiều sóng mang Để làm điều này, kênh con, ta cần máy phát sóng sin, điều chế giải điều chế Trong trường hợp số kênh lớn cách làm khơng hiệu quả, nhiều thực Nhằm giải 22 vấn đề này, khối thực chức biến đổi DFT/IDFT dùng để thay toàn tạo dao động sóng sin, điều chế, giải điều chế dùng kênh phụ FFT/IFFT xem thuật toán giúp cho việc thực phép biến đổi DFT/IDFT nhanh gọn cách giảm số phép nhân phức thực phép biến đổi DFT/IDFT[1] Ta quy ước : Chuỗi tín hiệu vào X(k) , ≤ k ≤ N-1 , Khoảng cách tần số sóng mang : ∆f Chu kỳ ký tự OFDM : Ts Tần số sóng mang thứ k fk = f0 + k∆f, giả sử f0 = 0, suy fk = n∆f Tín hiệu phát biểu diễn dạng : N 1 xa (t )   X (k )e j 2k ft ,  t  Ts (2.4) k 0 Nếu lấy mẫu tín hiệu với chu kỳ Ts/N, tức chọn N mẫu chu kỳ tín hiệu, phương trình (2.4) viết lại sau : N 1 xa (n)  xa ( Ts )   X (k )e j 2nk fTs / N n N Nếu thỏa mãn điều kiện (2.5) k 0 fTs  , (f  T1s ) , sóng mang trực giao với nhau, lúc này, phương trình (2.5) viết lại : N 1 xa (n)   X (k )e j 2nk / N  N IDFT {X(k)} k 0 Phương trình chứng tỏ tín hiệu IDFT tín hiệu rời rạc có chiều dài N miền thời gian Tại thu, DFT sử dụng để lấy lại tín hiệu X(k) ban đầu Thật vậy, ta có : 23 N 1 X (k )  DFT {x a (n)}   xa (n)e *  j nk / N  n 0  N 1 N N 1  X (m) e j 2n(mk )/ N  m0 n 0 N 1 N 1 N  X (m)e j n ( m  k )/ N n 0 m 0 N 1 N  X (m) N (m  k ) m0 N 1 =  X (m) (m  k ) = (2.6) X (k ) m 0 Ở đây, hàm  (m  k ) hàm delta, định nghĩa : 1 n  0 n   ( n)   Nhận xét : Với đặc điểm trên, ta nhận thấy kỹ thuật OFDM có khác biệt với kỹ thuật FDM cổ điển : + Mỗi sóng mang có tần số khác Những tần số chọn cho thỏa mãn điều kiện trực giao đôi khoảng [0,Ts] Tức là, phải thỏa mãn công thức sau : Ts X m e jmt X l e jl t dt  0, m  l Phổ sóng mang phụ OFDM chồng chập lên nên kỹ thuật OFDM mang lại hiệu suất sử dụng băng thông cao Khoảng cách sóng mang nghịch đảo chu kỳ tín hiệu OFDM (∆f = 1/Ts) Hình 2.6 rõ tần số trung tâm sóng mang phụ khơng có nhiễu xun kênh từ kênh khác Điều giúp khôi phục liệu phát mà khơng có nhiễu xun kênh thu Trong OFDM, yêu cầu điều kiện trực giao sóng mang quan trọng, để thỏa mãn điều kiện địi hỏi đồng hệ thống + Bộ IFFT/FFT máy phát máy thu đóng vai trị then chốt kỹ thuật OFDM sử dụng thực tế Nó làm giảm độ phức tạp, giá thành hệ thống, đồng thời tăng độ xác 24 + Khi yêu cầu truyền X(k) dạng phức để thể mức điều chế QAM khác sóng mang khác (hay số bit truyền kênh truyền phụ khác nhau), sử dụng 2N-IFFT/FFT Tín hiệu vào 2N-IFFT/FFT chuỗi tín hiệu thực có độ dài 2N, thay cho chuỗi tín hiệu phức có độ dài N Ngun tắc tạo chuỗi tín hiệu X’(k) có độ dài 2N thay cho chuỗi tín hiệu phức X(k) có độ dài N : X (k ), n  1, , N   X ' (k )   *  X (2 N  k ), n  N  1, , N  Và 2.2.7 (2.7) X ' (0)  Re( X (0)) X '( N )  Im( X (0)) Các kỹ thuật điều chế OFDM Trong hệ thống OFDM, tín hiệu đầu vào dạng bit nhi phân Do đó, điều chế OFDM trình điều chế số lựa chọn yêu cầu hiệu suất sử dụng băng thông kênh Dạng điều chế qui định số bit ngõ vào M số phức dn = an + bn ngõ Các kí tự an, bn chọn {± 1,±3} cho 16 QAM {±1} cho QPSK [1] M Dạng điều chế an, bn BPSK 1 QPSK 1 16 16-QAM 1 , 3 64 64-QAM 1 , 3 , 5 , 7 Bảng 2.1: Bảng điều chế Mơ hình điều chế sử dụng tùy vào việc dung hòa yêu cầu tốc độ truyền dẫn chất lượng truyền dẫn 25 2.2.7.1 Điều chế BPSK Trong hệ thống điều chế BPSK, cặp tín hiệu s1(t), s2(t) sử dụng để biểu diễn kí hiệu số hai "0" "1" định nghĩa sau:[1] Si (t )  Eb cos[2 f ct   (t )   ] Tb  (t )  (i  1) ;0  t  Tb ; i  1,2 S1 (t )  Hay: S2 (t )  Trong đó, (2.8) Eb cos[2 f ct   ] Tb Eb Eb cos[2 f ct     ]   S1 (t )   cos[2 f ct   ] (2.9) Tb Tb Tb : Độ rộng 1bit Eb : Năng lượng bit θ (t) : góc pha, thay đổi theo tín hiệu điều chế θ : góc pha ban đầu có giá trị không đổi từ đến 2π không ảnh hưởng đến q trình phân tích nên đặt i = : tương ứng với symbol i = : tương ứng với symbol Mỗi cặp sóng mang hình sine đối pha 1800 gọi tín hiệu đối cực Nếu chọn hàm lượng sở là: (t )  Khi đó, cos(2 f ct );0  t  Tb Tb S1 (t )  Eb (t ) 26 S2 (t )   Eb (t ) (2.10) Ta biểu diễn BPSK khơng gian tín hiệu chiều (N=1) với hai điểm tin (M=2) : S1 = Eb , S2 = - Eb hình sau[1]: Hình 2.7: Biểu đồ khơng gian tín hiệu BPSK Khi tín hiệu điều chế BPSK truyền qua kênh chịu tác động nhiễu Gauss trắng cộng (AWGN), xác suất lỗi bit giải điều chế xác định theo công thức sau:  Eb Pe  Q   N0    (2.11) Trong đó, Eb : Năng lượng bit N0 : Mật độ nhiễu trắng cộng 2.2.7.2 Điều chế QPSK Đây phương pháp thông dụng truyền dẫn Công thức cho sóng mang điều chế PSK mức sau:[1]  2E cos(2 t   (t )   )  Si (t )   T   0t T t 0; t T (2.12) Với θ pha ban đầu ta cho  (t )  (2i  1)  27 (2.13) Trong đó, i = 1,2,3,4 tương ứng ký tự phát "00", "01", "11", "10" T = 2.Tb (Tb: Thời gian bit, T: thời gian ký tự) E : lượng tín hiệu phát triển ký tự Khai triển s(t) ta được:  2E  2E   Si (t )   T cos[( 2.i  1) ]cos( 2 f ct )  sin[( 2i  1)] sin( 2 f ct ) (0  t  T ) T  T  t; t   (2.14) Chọn hàm lượng trực chuẩn sau: Φ1 (t )   Φ2 (t )  sin(2πf c t ) T sin(2πf c t ) T 0t T (2.15a) 0t T (2.15b) Khi đó,   si (t )  1 (t ) E sin[(2i  1) ]  2 (t ) E cos[(2i  1) ] 4 (2.16) Vậy, bốn tin ứng với vector xác định sau:    E sin[(2 i  1) ]    si1  si       E cos[(2i  1)   si    (i  1, 2,3, 4) (2.17) Quan hệ cặp bit điều chế tọa độ điểm tín hiệu điều chế QPSK tín hiệu không gian cho bảng sau: 28 Tọa độ điểm Cặp bit Pha tín Điểm tín hiệu vào hiệu QPSK Si tin 1Ф 2Ф E 00  S1 E 01 3 S2 E 11 5 S3  E 10 7 S4  E  E  E E Bảng 2.2: Pha tín hiệu QPSK Ta thấy tín hiệu PSK mức đặc trưng vector tín hiệu hai chiều bốn tin hình vẽ Hình 2.8: Biểu đồ tín hiệu tín hiệu QPSK 29 Xem bảng ta thấy, mức '1' thay đổi vào  E , logic '0' biến đổi vào E Vì lúc phát symbol nên luồng vào phải phân thành hai tương ứng biến đổi mức nhân nhân với hai hàm trực giao tương ứng.[1] 2.2.7.3 Điều chế QAM Trong hệ thống PSK, thành phần đồng pha vuông pha kết hợp với tạo thành tín hiệu đường bao khơng đổi Tuy nhiên, loại bỏ loại thành phần đồng pha vng pha độc lập với ta sơ đồ điều gọi điều biên cầu phương điều chế biên độ sóng mang QAM (điều chế biên độ gốc) Ở sơ đồ điều chế này, sóng mang bị điều chế biên độ lẫn pha Điều chế QAM có ưu điểm tăng dung lượng truyền dẫn số.[1] Dạng tổng quát điều chế QAM, 14 mức (m-QAM) xác định sau: S1 (t )  E0 E0 cos(2 f ct )  bi sin(2 f ct );(0  t  T ) T T (2.18) Trong đó, E0 : lượng tín hiệu có biên độ thấp , bi : cặp số nguyên độc lập chọn tùy theo vị trí tin Tín hiệu sóng mang gồm hai thành phần vng góc điều chế tập hợp tin tín hiệu rời rạc Vì có tên " điều chế tín hiệu vng góc" Có thể phân tích Si(t) thành cặp hàm sở:[1] Φ1 (t )   bi sin(2πf c.t ) T Φ2 (t )  sin(2πf c.t ) T 30 0t T 0t T (2.19) Hình 2.9: Chùm tín hiệu M-QAM 2.2.8 Các đặc tính OFDM Qua chất OFDM, ta tóm tắt ưu điểm nhược điểm OFDM sau: ➢ Ưu điểm - OFDM tăng hiệu suất sử dụng cách cho phép chồng lấp sóng mang - Bằng cách chia kênh thông tin thành nhiều kênh fading phẳng băng hẹp, hệ thống OFDM chịu đựng fading lựa chọn tần số tốt hệ thống sóng mang đơn - OFDM loại trừ nhiễu symbol (ISI) xuyên nhiễu sóng mang (ICI) cách chèn thêm vào khoảng thời gian bảo vệ trước symbol - Sử dụng việc chèn kênh mã kênh thích hợp, hệ thống OFDM khơi phục lại symbol bị tượng lựa chọn tần số kênh - Kỹ thuật cân kênh trở nên đơn giản kỹ thuật cân kênh thích ứng sử dụng hệ thống đơn sóng mang - Sử dụng kỹ thuật DFT để bổ sung vào chức điều chế giải điều chế làm giảm chức phức tạp OFDM 31 - Các phương pháp điều chế vi sai (differental modulation) giúp tránh yêu cầu vào bổ sung giám sát kênh - OFDM bị ảnh hưởng với khoảng thời gian lấy mẫu (sample timing offsets) so với hệ thống đơn sóng mang - OFDM chịu đựng tốt nhiễu xung với nhiễu xuyên kênh kết hợp Ngoài ưu điểm OFDM có hạn chế ➢ Nhược điểm Symbol OFDM bị nhiễu biên độ với khoảng động lớn Vì tất hệ thống thông tin thực tế bị giới hạn công suất, tỷ số PAPR (peak to average power ratio) cao bất lợi nghiêm trọng OFDM dùng khuếch đại công suất hoạt động miền bão hịa khuếch đại tín hiệu OFDM Nếu tín hiệu OFDM tỷ số PAPR lớn gây nên nhiễu xuyên điều chế Điều tăng độ phức tạp biến đổi từ analog sang digital từ digital sang analog Việc rút ngắn (clipping) tín hiệu làm xuất méo nhiễu (distortion) băng lẫn xạ băng - OFDM nhạy với tần số offset trượt sóng mang hệ thống đơn sóng mang Vấn đề đồng tần số hệ thống OFDM phức tạp hệ thống đơn sóng mang Tần số offset sóng mang gây nhiễu cho sóng mang trực giao gây nên nhiễu liên kênh làm giảm hoạt động giải điều chế cách trầm trọng Vì vậy, đồng tần số nhiệm vụ thiết yếu cần phải đạt thu OFDM 2.3 Hệ thống MIMO-OFDM 2.3.1 Tổng quan hệ thống MIMO-OFDM Hệ thống MIMO-OFDM kết hợp kỹ thuật MIMO kỹ thuật OFDM để đáp ứng yêu cầu truyền liệu tốc độ cao chất lượng thông tin tốt Nhờ vào kỹ thuật MIMO giúp tăng tốc độ liệu giữ độ tin cậy thông tin giảm công suốt phát Và kỹ thuật OFDM giúp chống nhiều, mang nhiều thông tin hơn, tăng cự li truyền tin môi trường khơng dây Với kết 32 hợp tận dụng ưu điểm hai kỹ thuật mang lại cho hệ thống thông tin với chất lượng tốt KHỐI PHÁT MIMO OFDM Khối phát OFDM1 Bits input Khối phát MIMO Anten1 Tx Anten N Khối phát OFDM n Tx N KHỐI THU MIMO OFDM Khối thu OFDM1 Bits Output Khối thu MIMO Anten1 Rx Anten N Khối thu OFDM n Rx N Hình 2.10: Mơ hình tổng qt hệ thống mimo-ofdm Khối phát MIMO-OFDM: Một chuỗi tín hiệu đầu vào khối MIMO mã hoá tách thành dãy tín hiệu riêng biệt Từng dãy tín hiệu đưa vào khối phát OFDM tương ứng để chuyển thành tín hiệu OFDM Sau đưa đến khối Tx để chuyển thành tín hiệu cao tần truyền qua anten Khối thu MIMO-OFDM: Tín hiệu cao tần thu nhận anten khối thu Bộ Rx chuyển tín hiệu cao tần thành tín hiệu tần số thấp Khối thu OFDM chuyển tín hiệu OFDM thành tín hiệu thông thường Khối thu MIMO giải mã tổng hợp dãy tín hiệu sau khối thu OFDM thành chuỗi tín hiệu ban đầu 33 2.3.2 Input Data S/P MIMO-OFDM phía phát Encoding Space Time Coding QAM Mapping Insert pilots QAM Mapping IFFT Insert pilots Add Cyclic prefix Tx1 Add Cyclic prefix IFFT TxN Hình 2.11: Sơ đồ hệ thống mimo-ofdm phía phát Luồng liệu đầu vào, sau qua biến đổi nối tiếp song song qua mã hố kênh truyền, sau đưa vào mã hố khơng gian thời gian ánh xạ liệu tương ứng với số port anten Sau liệu qua điều chế QAM để ánh xạ liệu tương ứng với chòm QAM Tiếp theo liệu qua khối Insert pilots để chèn liệu tham khảo dẫn đường Dữ liệu cho vào khối IFFT để chuyển đổi tín hiệu từ miền tần số sang thời gian chèn khoảng bảo vệ OFDM symbol để chánh nhiễu Sau liệu chuyển đến khuếch đại cao tần đưa anten phát RxN Remove Cyclic prefix QAM Demapping FFT Remove Cyclic prefix Rx1 MIMO-OFDM phía thu 2.3.3 MIMO Detection Decoding QAM Demapping FFT Channel Estimation Hình 2.12: Sơ đồ hệ thống mimo-ofdm phía thu 34 Output Data P/S Tại đầu thu liệu nhận đầu anten đưa xuống băng tần sở, sau loại bỏ khoảng bảo vệ biến đổi chuyển liệu từ miền thời gian sang miền tần số (FFT) Dữ liệu sau FFT tách liệu gốc liệu tham khảo Dữ liệu tham khảo đưa qua ước lượng kênh để tính tốn thu hệ số kênh truyền Còn liệu gốc qua QAM demapping để ánh xạ ngược lại chịm QAM Sau liệu gốc với hệ số kênh truyền qua MIMO detector để giải mã hố khơng gian thời gian Sau liệu cho qua giải mã hoá kênh thu luồng bít tín hiệu cho qua khối P/S để chuyển luồng liệu từ song song sang nối tiếp, ta thu tín hiệu ban đầu 2.3.4 Kỹ thuật ước lượng kênh hệ thống MIMO-OFDM Chúng ta tìm thấy vài sở ước lượng mơ hình hệ thống, kĩ thuật ước lượng kênh có cấu trúc mơ tả hình sau : Hình 2.13: Cấu trúc ước lượng Biểu tượng truyền xk xuất biểu thức ước lượng, biểu tượng huấn luyện biến lượng tử hóa thay đổi ước lượng trực tiếp 2.3.4.1 Ước lượng MMSE (Minimum mean square error estimation): Nếu kênh vector g Gaussian không tương quan với kênh nhiễu n, ước lượng MMSE g trở thành[6]: gˆ MMSE  Rgy Ryy1 y gˆ MMSE : đáp ứng xung ước lượng MMSE Khi đó: 35 (2.20) R gy  E{gyH }  R gg FH X H R yy  E{yy H }  XFR gg FH X H   n2 I N (2.21) R gy : ma trận tương quan g y R gg : ma trận tự tương quan g R yy : ma trận tự tương quan y F H ma trận chuyển vị F X H ma trận chuyển vị X  n phương sai Hơn nữa, Rgg ma trận tự tương quan g  n2 biểu nhiễu tương quan E{ n 2k } Hai lượng giả thiết biết Khi số cột F đa thức trực chuẩn (orthonormal) , gˆ MMSE sinh miền tần số ước lượng MMSE hˆMMSE bởi[6]: hˆ MMSE  Fgˆ MMSE  FQMMSE FH XH y (2.22) hˆMMSE : hàm ước lượng MMSE gˆ MMSE : đáp ứng xung ước lượng MMSE F H : ma trận chuyển vị F X H : ma trận chuyển vị X Khi QMMSE biểu diễn sau[6] : QMMSE  R gg [( F H X H XF )1 n2  Rgg ]1 ( F H X H XF )1 36 (2.23) Nếu g không Gaussian , hˆMMSE không thiết ước lượng MMSE(minimum mean square error) (MMSE - bình phương sai số trung bình nhỏ nhất) Tuy nhiên ước lượng tuyến tính tốt ước lượng MSE Trong trường hợp (g Gaussian không) biểu diễn ước lượng kênh hˆMMSE 2.3.4.2 Ước lượng LS (Least square error estimation): Ước lượng LS cho đáp ứng xung tuần hoàn g nhỏ (y-XFg )H (y-XFg ) sinh ra[6]: hˆ LS  FQLSFH XH y (2.24) hˆLS hàm ước lượng LS (ước lượng bình phương bé – least square) Khi QLS  (FH XH XF)-1 (2.25) Chú ý hˆLS tương ứng với cấu trúc ước lượng hình 2.13 Rút gọn biểu thức[6] (2.24) hˆ LS  X-1y (2.26) Ước lượng LS tương đương với quy cho thấp Cả hai ước lượng (2.22) (2.26) có nhược điểm Ước lượng MMSE u cầu việc tính tốn có độ phức tạp cao, ngược lại ước lượng LS có bình phương sai số trung bình lớn 2.3.5 ➢ Ưu nhược điểm hệ thống MIMO-OFDM Ưu điểm: Hệ thống MIMO-OFDM cho phép thông tin tốc độ cao, khả loại bỏ tượng nhiễu liên sóng mang ICI, sử dụng băng thông hệ thống hiệu quả, 37 làm tăng hiệu suất trải phổ tăng dung lượng kênh mà không cần tăng công suất phát hay băng thông Sự phân tập (Diversity) làm tăng khả chống nhiễu liên kênh Làm giảm tượng fading thông qua việc sử dụng hệ thống anten phân tập Nâng cao chất lượng hệ thống Tăng tỷ lệ trung bình tín hiệu/nhiễu (SNR) thu cải thiện vùng phủ sóng ➢ Nhược điểm: Tỷ số công suất đỉnh công suất trung bình PAPB (Peak to average power ratio) lớn, nhạy với lệch tần số, việc ước lượng kênh có độ phức tạp cao Tăng độ phức tạp xử lý tín hiệu thu phát Kích thước thiết bị di động tăng lên Nhiễu đồng kênh sử dụng nhiều anten truyền liệu với cung băng tần Nhiễu liên kênh nhiều người dùng sử dụng hệ thống MIMO 2.4 Mã hố khơng gian thời gian 2.4.1 Mã khối không gian – thời gian (STBC) Mã hóa khối kỹ thuật đơn giản hiệu cho cơng nghệ MIMO STBC thực mã hóa khối ký tự đầu vào thành ma trận đầu với hàng tương ứng anten phát (không gian) cột tương ứng thứ tự phát (thời gian) STBC cho phép phân tập đầy đủ có độ lợi nhỏ tùy thuộc vào tốc độ mã mã, trình giải mã đơn giản, dựa giải mã tương quan tối đa ML (Maximun Likelihood) 2.4.1.1 Sơ đồ Alamouti Trong sơ đồ Alamouti (hình 2.14) mã hóa space-time encoder mã hóa ký tự liên tiếp [c1 c2] với c1,c2 thuộc chòm điều chế S (c1 , c2  S{s1 , s2 , , sM }) thành ma trận[5] c C c2 c2*   c1*  (2.27) 38 Ma trận C gọi ma trận mã, ma trận ma trận trực giao có tính chất  c1  c2 CC     2   c1  c2 I 2 c1  c2     (2.28) Trong chu kỳ thứ phát phát đồng thời tín hiệu c1 c2 anten 2, chu kì tiếp theo, phát phát tín hiệu –c2* c1* anten (hình 2.14) Tx1 Dữ liệu Space-Time encoder c1  c2*  c1 c2   * c2 c1  h1 n1 n2  Tx2 h2 Bộ kết hợp r H Bộ ước lượng ~r Bộ Giải Mã H Hình 2.14: Sơ đồ Alamouti anten phát anten thu Thời gian T T2 T3 T T T6 c1 c2* c3 c4* c c6* Tx2 c c1* c c 3* c c 5* Rx1 r1 r r r4 r5 r Khơng gian Tx1 Hình 2.15: Các symbol phát thu sơ đồ Alamouti Giả sử kênh truyền quasi-static, độ lợi kênh truyền không đổi qua chu kỳ symbol: h1 (t )  h1 (t  T )  h1  1e j1 h2 (t )  h2 (t  T )  h2   2e j2 (2.29) Với T chu kỳ Symbol Tín hiệu máy thu chu kỳ chu kỳ 2:  r1 r2    h1 c h2   c2 c2*     n1 n2  c1*  39 (2.30a) r1  h1c1  h2c2  n1 r2  h1c2*  h2c1*  n2  (2.30b) 2.4.1.2 Giải mã Maximum Likelihood Mã Alamouti cho phép thu đầy đủ độ lợi phân tập mà khơng cần tín hiệu phản hồi CSI từ bên phát hệ thống giải mã phía thu đơn giản Việc giải mã c1 , c2 dựa việc tìm giá trị x1 , x2  S{s1 , s2 , sM } cho tín hiệu thu truyền x1, x2 qua kênh truyền giống r1, r2 nhất[5]  (c1 , c2 )  arg r1  h1 x1  h2 x2  r2  h1 x2*  h2 x1* x1 , x2S 2  (2.31) r1  h1 x1  h2 x2  (r1  h1 x1  h2 x2 )(r1  h1 x1  h2 x2 )*  r1  h1 x1  h2 x2  r1h1* x1*  r1h2* x2*  r1*h1 x1  r1*h2 x2  h1h2* x1 x2*  h1*h2 x1* x2 2 2 r2  h1 x2*  h2 x1*  (r2  h1 x2*  h2 x1* )(r2  h1 x2*  h2 x1* )*  r2  h1 x2  h2 x1  r2 h1* x2  r2 h2* x1  r2*h1 x2*  r2*h2 x1*  h1h2* x1 x2*  h1*h2 x1* x2 2 2 r1  h1 x1  h2 x2  r2  h1 x2*  h2 x1*  r1  h1 x1  h2 x2  r1h1* x1*  r1h2* x2*  r1*h1x1  r1*h2 x2 2 2  r2  h1 x2  h2 x1  r2 h1* x2  r2 h2* x1  r2*h1 x2*  r2*h2 x1* 2   h  r1  h1  h2  r2 2  h2 2  x  (r h  r h ) x  (r h  r h ) x  x  (r h  r h ) x  (r h  r h ) x * 2 * 1 * 1 * 2 2 * * 2 * * Ta thấy việc giải mã đồng thời c1 , c2 tương đương việc giải mã riêng lẻ c1 , c2  x  (r h  r h ) x  (r h  r h ) x     arg  r   h  h  x  (r h  r h )  x  x  (r h  r h )   arg   h  h  1 x  (r h  r h )  x  (2.32) c  arg  r   h  h  x  (r h  r h ) x  (r h  r h ) x   arg  r   h  h  x  (r h  r h )  x  x  (r h  r h )   arg   h  h  1 x  (r h  r h )  x  c1  arg r1  h1  h2 2 2 x1S x1S 1 x2 S 2 2 1 2 2 2 * 1 * * 2 2 * 2 * * * 2 1 * * 1 * * * 1 * 1 * 2 2 2 * 1 * 2 * 2 1 x2 S 2 x2 S 2 2 2 x1S * 2 * * 2 * * 2 2 (2.33) 40 * * 2 Do r1 (r2 h2*  r1*h1 ) không phụ thuộc vào x1 , tức không ảnh hưởng tới việc 2 tìm biểu thức ngoặc nên ta bỏ qua r1 (r2 h2*  r1*h1 ) biểu thức tìm c1 Tương tự ta bỏ qua r2 2 (r1*h2  r2 h1* ) biểu thức tìm c2 Bộ kết hợp tạo tín hiệu ước lượng ~x1 , ~x2 từ r1, r2 sau[5]  h1* h2   r1  * * * * x2    *   *    r1h1  r2 h2 r1h2  r2 h1   h2 h1   r2   x1  h x1  h1  h2  h2 x2 2  c h n  h n   h  c h n  h n   h * 1 * 2 * * 1 2  h2  h2 (2.34)  c n  c n 1 2 (2.35) Nếu kênh truyền không tương quan, h1, h2 không tương quan nguồn nhiễu n1 , n2 có phương sai xấp xỉ gấp lần nhiễu gốc Hệ thống cung cấp phân tập đôi hệ  số h1  h2 2  Biểu thức tìm trở thành[5] :   arg  x  x c1  arg x1  x1  ( h1  h2  1) x1 2 2 x1s c2 Đối x2 s với tín ( h1  h2  1) x2 2 hiệu 2  ( h1  h2  1) x2 PSK x1  x2  2   (2.36)  xM nên ( h1  h2  1) x1 2 không ảnh hưởng tới việc tìm biểu thức, biểu thức định (2.36) trở nên đơn giản    x  x  c1  arg x1  x1 x1s c2  arg x2 s 2 (2.37) x1 , x2 gửi tới ML để so sánh với tất ký tự có thể, dựa (2.36) (2.37) để giải c1 , c2 41 2.4.2 Mã lưới không gian – thời gian (STTC) Ở phần ta phân tích mã khối không - thời gian Các mã tạo phân tập đầy đủ với thuật toán giải mã đơn giản Tuy nhiên mã không tạo độ lợi mã mã khơng tồn tốc làm trải rộng phổ tín hiệu Do ta cần xem xét đến việc kết hợp mã sửa lỗi, điều chế, phân tập phát thu để phát triển mẫu tín hiệu hiệu gọi mã lưới khơng gian - thời gian (STTC) với khả chống fading STTC có khả tạo độ lợi mã hiệu sử dụng phổ kênh fading Ở ta phân tích lý thuyết thiết kế STTC sử dụng mẫu M-PSK với số lượng antenna phát hiệu sử dụng phổ khác môi trường kênh fading chậm nhanh Hoạt động mã phân tích thơng qua mơ hiệu ứng ước đốn kênh khơng hồn tồn tương quan xem xét 2.4.2.1 Sơ đồ Nếu STBC xử lý độc lập khối kí tự đầu vào để tạo chuỗi vector mã độc lập, STTC xử lý chuỗi ký tự đầu vào để tạo chuỗi vector mã phụ thuộc vào trạng thái mã trước mã hóa Xét hệ thống mã không - thời gian băng tần gốc với MT antenna phát MR antenna thu hình đây: Tx1 Nguồn liệu Mã hóa lưới khơng gian thời gian Mã hóa S1 Tx2 S2 Hình 2.16:: Sơ đồ khối mã lưới STTC Tốc độ mã Rc = k/n Bộ mã hóa tạo vector mã cách dịch chuyển bit liệu qua ghi dịch qua K tầng tầng có k bit Một n phép cộng nhị phân với đầu vào K tầng tạo vector mã n bit cho k bit đầu vào Tại thời điểm, k bit liệu đầu vào dịch vào tầng ghi dịch, k bit tầng đầu dịch vào k bit tầng kế Mỗi lần dịch k bit liệu vào tạo vector mã n bit 42 K số tầng ghi dịch gọi constraint length mã Hình cho ta thấy rõ vector mã mã lưới phụ thuộc vào kK bit, bao gồm k bit liệu vào tầng (K-1)k bit K-1 tầng cuối mã hoá, K-1 tầng cuối gọi trạng thái mã hố, có k bit liệu đầu vào mã khối ảnh hưởng tới vector mã[5] k bit k 2 n k Tầng n bit Dữ liệu mã hóa Tầng 2 k Tầng k Hình 2.17: Sơ đồ mã lưới Mã lưới biểu diễn thông qua lưới mã (code trellis) [5] sơ đồ trạng thái (state diagram) mô tả biến đổi từ trạng thái sang trạng thái tuỳ thuộc k bit liệu đầu vào Ví dụ: Bộ mã lưới k = 1, K = n = 1 bit 2 bit Hình 2.18: Bợ mã lưới k = 1, K = n = 43 Trạng thái Trạng thái 00 = 00 = 00, 11 01 = 01 = 11, 00 Vector mã 11 00 10 = 10 = 00 11 = 10 10 10, 01 11 11 = 01 01 01, 10 Số trạng thái Ngõ vào 1 1 TX1 1 1 TX2 0 0 Bit vào Bit vào Hình 2.19: Lưới mã sơ đồ trạng thái với k = 1, K = n = Tín hiệu nhận máy thu giải mã tương quan tối đa không gian-thời gian STMLD[5] ( Space-Time Maximum Likelihood Decoder) giải mã Bộ STMLD thực thành giải thuật vector Viterbi, đường mã có metric tích luỹ nhỏ chọn chuỗi liệu giải mã Độ phức tạp giải mã tăng theo hàm mũ với số trạng thái giản đồ chòm số trạng thái mã lưới, mã STTC có bậc phân tập D truyền liệu với tốc độ R bps độ phức tạp giải mã tỉ lệ với hệ số 2R(D-1) STTC cung cấp độ lợi mã tốt nhiều STBC độ lợi mã STTC tăng lên tăng số trạng thái lưới mã Tuy nhiên độ phức tạp STBC thấp nhiều độ phức tạp STTC, STBC mã hoá giải mã đơn giản nhờ vào giải thuật xử lý tuyến tính, nên STBC phù hợp với ứng dụng thực tế hệ thống MIMO STTC Dữ liệu phát mã hóa mã hóa khơng - thời gian Tại thời điểm t, khối m symbol nhị phân biểu diễn ct  (c1t , ct2 , , ctm ) đưa vào mã hóa khơng - thời gian Bộ mã hóa ánh xạ khối liệu thành symbol điều chế MT từ một tập tín hiệu M=2m điểm Dữ liệu mã hóa đưa đến chuyển đổi nối tiếp-song song để tạo chuỗi MT symbol song song, xếp thành vector cột MT*1: st  (s1t , st2 , , stMT )T 44 MT ngõ phát đồng thời từ MT antenna, với symbol sti, với 1≤i≤ phát antenna I tất symbol phát có thời gian T Vector st gọi symbol không - thời gian Hiệu sử dụng phổ hệ thống: (2.38) với rb tốc độ liệu B băng thông kênh Hệ số hiệu sử dụng phổ với hệ số hệ thống khơng mã hóa với antenna phát Các antenna phía phát thu thạo nên kênh MIMO Ta giả sử antenna phát thu tồn fading phẳng ta giả sử kênh truyền khơng có nhớ Ma trận kênh thời điểm t cho bởi[5]: t t  h1,1 h1,2 h1,t M T   t  t h2,1 h2,t M T   h2,1 Ht    : : :   :  hMt ,1 hMt ,1 hMt ,M  R R T   R (2.39) với phần tử htj,i hệ số suy hao fading tuyến từ antenna phát thứ i đến atenna thu thứ j Các hệ số ma trận giả sử có phân bố Gauss Ta cần phân tích hai trường hợp Trường hợp thứ ta giả sử kênh truyền kênh fading chậm (tức hệ số fading không đổi khung thay đổi từ khung sang khung khác) Trường hợp thứ hai kênh truyền kênh fading nhanh (tức hệ số fading không đổi chu kỳ symbol thay đổi từ symbol sang symbol khác) Tại máy thu ta thấy tín hiệu antenna tín hiệu phát MT antenna cộng với nhiễu bị suy giảm fading Tại thời điểm t tín hiệu thu antenna j với j=1, 2, …, MR, ký hiệu rjt cho bởi: MT rt   hit,t sti  nti i i 1 (2.40) với njt thành phần nhiễu antenna thu j thời điểm t có phân bố Gauss Ta đặt rt  (rt1 , rt2 , , rt M R ) nt  (n1t , nt2 , , ntM R ) Do vector tín hiệu thu được biểu diễn sau: rt  Ht st  nt (2.41) 45 Bộ giải mã sử dụng thuật toán ML để ước đoán chuỗi hướng dẫn phát ta giả sử máy thu biết đầy đủ thông tin kênh Tuy nhiên máy phát lại khơng có thơng tin kênh truyền Định thức định tính tốn dựa bình phương khoảng cách Euclide chuỗi thu theo tính tốn chuỗi thu thực tế, sau: MR MT  r   h t j 1 j t i 1 t i j ,i t s (2.42) Bộ giải mã chọn từ mã với giá trị định nhở làm chuỗi giải mã Bộ giải mã xem giải mã Viterbi 2.4.2.2 So sánh STBC STTC Ta biết STBC STTC mẫu phân tập phát khác STBC xây dựng thiết kế trực giao biết, tạo phân tập đầy đủ dễ giải mã thuật tốn ML thơng qua q trình tuyến tính máy thu, khơng tạo độ lợi mã Nói cách khác STTC tạo phân tập độ lợi mã khó để giải mã thiết kế Một câu hỏi quan trọng so sánh hoạt động STBC STTC Trong trường hợp ta nên sử dụng STBC ràng buộc vốn khơng tạo độ lợi mã Các mã ràng buộc sử dụng bao gồm mã lưới AWGN mã turbo Nói chung mã khơng thời gian phân tích giống STTC sử dụng độ lợi phân tập độ lợi mã Cả hai độ lợi có ảnh hưởng đến đường cong hoạt động khác Độ lợi phân tập ảnh hưởng đến hệ số đường cong FER theo SNR thay đổi theo kiểu độ lợi phân tập lớn hệ số âm Độ lợi mã nâng đường cong hoạt động lên: độ lợi mã lớn độ nâng lớn 2.4.3 Mã lớp không gian – thời gian (V-Blast) Năm 1996, G.J Foschisi thuộc phịng thí nghiệm Bell đưa kiến trúc DBLAST (Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time) sử dụng đa anten phát thu với kỹ thuật mã hóa phân lớp theo đường chéo, khối liệu truyền theo đường chéo Trong môi trường tán xạ Rayleigh, kiến trúc cung cấp dung lượng tăng tuyến tính theo số anten phát anten thu (với giả sử số anten phát thu nhau) đạt tới gần 90% dung lượng 46 Shanon Tuy nhiên phức tạp kiến trúc D-BLAST khó thực Năm 1996 Wolniansky với Foschini, Golden Valenzuela đưa kiến trúc V-BLAST, kiến trúc thực thực thời gian thực phịng thí nghiệm Bell với hiệu suất băng thông lần lên tới 20-40 bps/Hz mức tỉ số tín hiệu nhiễu SNR từ 24 đến 34 dB 2.4.3.1 Kiến trúc V-BLAST V-BLAST không giống kĩ thuật ghép kênh sử dụng theo tần số, thời gian hay chiều mã để tăng dung lượng kênh, VBLAST tăng dung lượng hệ thống đáng kể nhờ vào chiều không gian hệ thống MIMO cung cấp Không giống CDM, V-BLAST sử dụng khoảng băng thông nhỏ cần thiết cho hệ thống QAM truyền thống Không giống FDM, symbol phát chiếm tồn băng thơng hệ thống, cuối khơng giống TDM, tồn băng thông hệ thống sử dụng đồng thời để truyền symbol thời điểm V-BLAST sử dụng NT anten phát NR anten thu với NT ≤ NR (như hình 2.10)[5] Ở phía phát, vector coder xếp bit chuỗi liệu gốc thành symbol chia thành NT luồng liệu Trong V-BLAST khơng cần mã hóa liên luồng luồng mã hóa theo kiểu mã hóa truyền thống riêng Các luồng liệu NT phát điều chế theo chòm QAM phát đồng thời NT anten phía tần số với tốc độ 1/TS symbol/s, lần phát phát thành chùm L symbol Công suất phát luồng tỉ lệ với 1/NT tổng cơng suất phát số không phụ thuộc vào số anten phát Ở phía thu, anten thu thu tín hiệu từ NT anten phát, tín hiệu thu từ NR anten phát xử lý giải thuật V-BLAST ZeroForcing hay MMSE để trả lại liệu gốc ban đầu[5] 47 TX RX 1 h 2 h 2 1 2 h Giải Mã V-BLAST h M Mã Hóa V_BLAST h2N N N M N Hình 2.20: Hệ thống V-BLAST Kênh truyền MIMO mơ hình kênh truyền H Giả sử kênh truyền quasi-stationary, kênh truyền biến đổi không đáng kể khoảng thời gian L.TS kênh truyền ước lượng xác chuỗi huấn luyện gửi theo chùm L symbol phát Giả sử, việc đồng symbol thu lý tưởng Ta kí hiệu vector symbol phát  x  x1 , x2 , , x NT  , vector symbol thu r  r , r , r  T T  r1   h11 r  h     21         rN R  hN R h12 h22  hN R 2, NT h1NT   x1   n1   h2 NT   x  n2                 hN R NT   x NT  n4   r = Hx + n với (2.43a) (2.43b) r biểu diển tín hiệu nhận từ NR chiều (NR anten) x biểu diễn tín hiệu nhận từ NT chiều (NT anten) n vector nhiễu AWGN NR chiều mơ hình theo I.I.D, tức có phân bố giống độc lập với Bộ xử lý V-Blast phía thu sử dụng phương pháp kết hợp triệt tiêu tuyến tính (linear combinatorial nulling), để tách luồng liệu Mỗi luồng đến lượt giải mã xem tín hiệu mong muốn, luồng cịn lại 48 xem nhiễu Việc triệt tiêu thực cách tổ hợp tuyến tính theo trọng số tín hiệu thu để giải mã tín hiệu theo tiêu chí MMSE (minimum mean-squared error) hay ZF (zero-forcing) 2.4.3.2 Bộ thu V-Blast Zero-Forcing Vector tín hiệu thu symbol thứ m biểu diễn sau[5] NT r m   hi xi m  nm (2.44) i 1 Với hi cột thứ i H xi[m] dòng liệu truyền lên anten thứ i, dòng liệu độc lập với Chỉ ý tới dòng liệu thứ k, ta viết lại (2.44) sau: NT rm  hk xk m   hi xi m  nm (2.45) ik Biểu thức cho thấy dòng liệu thứ k bị xuyên nhiễu NT-1 dòng liệu lại Ý tưởng để loại bỏ xuyên nhiễu chiếu vector thu r[m] lên không gian Vk trực giao với vector h1 ,, hk 1 , hk 2 ,hN ,Vk tượng T trưng ma trận Qk kích thước d k  N R gồm d k hàng vector sở không gian Vk hợp thành Việc chiếu vector thu r[m] thực cách nhân r[m] với vector triệt tiêu Wi trực giao với h1 ,, hk 1 , hk 2 ,hN , Wi triệt tiêu T nhiễu xuyên luồng từ NT-1 dòng liệu cịn lại trích dịng liệu thứ k Luồng liệu k sau tách cho qua Matched-Filter, kết hợp phép chiếu Matched-Filter gọi thu Zero-forcing Decorrelator hay Interference Nulling Tỷ số tín hiệu nhiễu SNR sau MatchedFilter[5] là: SNRki  Pki Pn~i  Pki N Wki (2.46) 49 Nếu ta giải mã luồng kết hợp triệt tiêu nhiễu IC [5](Interference Cancellation) cách loại trừ luồng k khỏi vector thu r, vector thu r lúc cịn tổ hợp tuyến tính NT - k luồng liệu Tỷ số tín hiệu nhiễu SNR sau match filter là: SNRkSIC  i Pki  Pn~i Pki ~ N Wki  Pki N Wki (2.47) Trong trường hợp giải mã kết hợp triệt tiêu nhiễu liên tiếp, nhiễu triệt tiêu liên ~ tiếp dẫn tới Wk ➢ i  Wki nên SNRkSIC  SNRk i Vector trọng số ZF Vector trọng số Wi dùng để giải mã triệt tiêu phải thoả tính chất sau: 0 Wi ( H ) j   1 ji (2.48) j i Với: Wi vector trọng số để giải mã luồng liệu thứ i (H)j cột thứ j ma trận kênh truyền Luồng thứ i giải mã theo biểu thức sau: yi  Wi r (2.49) Sau giải mã, luồng i loại trừ khỏi vector thu r, vector thu r lúc có cịn tổ hợp tuyến tính NT – i luồng liệu con, luồng giải mã xác Do việc giải mã luồng liệu theo thứ tự khác cho tỉ lệ sai bit BER khác nhau, để có BER nhỏ nhất, ta cần phải tìm thứ tự tối ưu giải mã luồng theo thứ tự Vector Wi tồn số dòng liệu nhỏ anten thu Do số anten sử dụng để phát NT phải nhỏ số anten thu NR, ( N R  N T ) nên N  min( N R , NT )  NT ➢ Thứ tự tối ưu Thứ tự giải mã tối ưu tìm dựa tính tốn từ vector trọng số ma trận kênh truyền Vector trọng số thoả mãn biểu thức (2.48) Wi hàng 50 thứ i ma trận H i1 , H i 1 ký hiệu ma trận kênh có cách bỏ cột 1,2,…,i-1 ma trân kênh truyền H, H+ ký hiệu ma trận giả nghịch đảo Moore-Penrose Ta dễ nhận thứ tự tối ưu xét ví dụ giải mã symbol vector thu [5] Giả sử symbol thứ i vector thu giải mã  y i  Wi r  w1  yi  w1 w2  wN R w2  wN R   h11    h21     hN  R   r1  r         rN R   (2.50a) h12  h1i h22  h2i    hN R  hN R i  x1  x       y i  0   0   w1  xi        x NT    h1 N T   x1   n1     h2 NT   x   n2                  hN R NT   x NT  n N R   w2  wN R yi  xi  n~i với  n1  n         n N R   (2.50b) (2.50c) (2.50d) n~i  w1n1    w2 n2  wN R nN R Ta nhận thấy vector trọng số triệt tiêu xuyên nhiễu luồng lại có tác dụng khuyếch đại nhiễu n~i Symbol giải mã symbol thứ i cho nhiễu có phương sai nhỏ nhất, nhiễu n1 , n2 ,, n N I.I.D nên điều tương đương với việc tìm Wi R cho Wi  w1  w2    wN R 2 nhỏ Dựa ý tưởng trên, thứ tự giải mã tối ưu S  k1 , k ,, k N {1,2,…, NT} tìm sau: i 1 G  H i1 51 T  hoán vị k1  arg (G) i ik1 , k ,ki 1  i=i+1 Với (G)i hàng thứ i ma trận G Quá trình giải mã thực sau[5] + Bước 1: Sử dụng vector triệt tiêu Wk để giải mã luồng liệu thứ k y k1  Wk1 r + Bước 2: Sử dụng chịm điều chế phía phát để ước lượng x k từ y k 1 ~ xk1  Q( y k1 ) + Bước 3: Giả sử ~x k symbol gốc ban đầu x k , loại bỏ x k khỏi tín hiệu 1 thu r1 để thu tín hiệu thu sửa đổi r2 r2  r1  ~ xk1 ( H ) k1 với ( H )k1 cột thứ k1 ma trận H Hình 2.21 sơ đồ máy thu Zero-forcing kết hợp triệt tiêu nhiễu liên tiếp ZF-IC r THU VÀ GIẢI MÃ LUỒNG X1 LOẠI TRỪ LUỒNG XÁC ĐỊNH LUỒNG THU VÀ GIẢI MÃ LUỒNG X2 LOẠI TRỪ LUỒNG 1,2 XÁC ĐỊNH LUỒNG LOẠI TRỪ LUỒNG 1,2, 3… N-1 XÁC ĐỊNH LUỒNG THU VÀ GIẢI MÃ LUỒNG N Hình 2.21: Máy thu V-BLAST Zero-forcing Toàn giải thuật ZF triệt tiêu liên thứ tự tối ưu sau: khởi động r1  r G  H k1  arg (G ) j j 52 X3 THU VÀ GIẢI MÃ LUỒNG XÁC ĐỊNH LUỒNG XN ~ Wk1  (G ) k1 ~ y k1  Wk1 ri ~x  Q( y ) k1 ki ri 1  ri  ~xki ( H ) ki G  H k i k i 1  arg jk1 , k ,.ki  (G j ) Lặp i = NT i  i  Tốc độ truyền liệu luồng liệu thứ k theo định lý Shanon là[5]  Pk C k  log (1  SNRk )  log 1   N W k      bit/s/Hz (2.51) Tốc độ truyền hệ thống NT C   Ck bit/s/Hz (2.52) k 1 Trong môi trường fast-fading, kênh truyền biến đổi, tốc độ truyền tối đa kênh truyền tính trung bình[5] C ZF  N  Pk    E (C )  E   log 1    k 1 N Wk         bit/s/Hz (2.53) Khi tỉ số tín hiệu nhiễu SNR cao, ta xấp xỉ CZF theo biểu thức sau[5] C ZF  N log  N  SNR  E   log   k 1 W N  k  C ZF  N log      SNR  N  E  Wk N  k 1 (2.54a)  (2.54b)  Trường hợp giải mã có kết hợp triệt tiêu nhiễu liên tiếp C ZF  IC  N    Pk  E   log 1  ~   k 1 N Wk        (2.55) Khi tỉ số nhiễu SNR cao , C ZF  IC xấp xỉ theo biểu thức sau: C ZF  IC  N log SNR  N ~  E   log  Wk  N  k 1 53    (2.56) ➢ Hạn chế Zero-forcing Khi tỷ số tín hiệu nhiễu cao nhiễu Gauss trắng hệ thống không đáng kể, luồng liệu gây nhiễu lẫn chủ yếu lấn át nhiễu Gauss trắng Sau vector tín hiệu thu chiếu lên không gian trực giao để triệt nhiễu xuyên luồng (Inter-Stream Interference), nhiễu lại nhiễu trắng chiếm lượng không đáng kể, tín hiệu sau cho qua Matched-Filter Vì Match-Filter hoạt động hiệu SNR cao Khi tỷ số tín hiệu nhiễu thấp, nhiễu gauss trắng lấn át luồng liệu, tương tự hoạt động SNR cao, thu Zero-forcing triệt xuyên nhiễu khỏi luồng liệu giải mã luồng liệu khác gây ra, nhiên xét thứ tự giải mã tối ưu, ta biết phép chiếu vector tín hiệu thu lên khơng gian trực giao có tác dụng khuyếch đại nhiễu Gauss trắng (thành phần gây nhiễu tới luồng liệu giải mã SNR thấp), Matched-filter hoạt động hiệu khơng có xun nhiễu lúc nhiễu Gauss trắng khuyếch đại lên nhiều so với trước thực phép chiếu lý này, thu ZF hoạt đông không hiệu SNR thấp Để thu hoạt động hiệu quả, ta phải thiết kế thu tối ưu theo tỷ số tín hiệu xuyên nhiễu nhiễu trắng SINR (Signal to Interference plus Noise Ratio) dù SNR thấp hay cao Vì Matched-Filter hoạt động hiệu khơng có xun nhiễu, nên ta dùng giải thuật khác có tác dụng giảm nhiễu xuyên luồng khơng khuyếch đại nhiễu trắng, sau sử dụng Matched-filter, thu tín hiệu có tỷ số tín hiệu xuyên nhiễu nhiễu trắng SINR tốt cho thu ZF SNR thấp Bộ thu tối ưu thương nhượng xuyên nhiễu luồng nhiễu Gauss thu MMSE 2.4.3.3 Bộ thu V-Blast Minimum Mean-Squared Error Khi SNR cao, thu Minimum Mean-Squared Error (MMSE) hoạt động giống thu ZF, SNR thấp thu tận dụng ưu MatchedFilter Xét tín hiệu thu tổng qt có dạng sau[5]: y  hx  z (2.57) 54 Với z nhiễu màu phức vịng có ma trận tương quan khả đảo Kz , h vector cột x symbol chưa biết cần ước lượng, giả sử x z không tương quan Ta biết nhiễu trắng Match filter lọc tối ưu cho SNR ngõ cực đại, trường hợp nhiễu màu, ta làm phẳng nhiễu màu thành nhiễu trắng trước cho tín hiệu qua Match filter Đầu tiên y nhân với K z1 / để làm phẳng nhiễu[5] ~ x  K z1 / z (2.58) Khi ~z nhiễu trắng Với K z1 / y  K z1 / hx  ~z (2.59) K x1 /  UH U H (2.60) Trong U  phân tách từ Kz Do Kz khả đảo nên Kz viết sau [5] K z  UU H (2.61) Trong U ma trận quay ( hay ma trận unitary)  ma trận đường chéo, ma trận 1 / bậc hai ma trận   0      1 /       2  0          N R   (2.62) 1  0 2      0   NR       (2.63) Sau đó, tín hiệu K z1 / y chiếu theo hướng hK z1 / cách nhân với ( K x1 / h) H ( K z1 / h) H K z1 / y  ( K z1 / h) H K z1 / hx  ( K z1 / h) H ~ z (2.64a) h H K z1 y  h H K z1hx  h H K z1 z (2.64b) Từ biểu thức thu MMSE biểu diễn thông qua vector V  K z1h (2.65) 55 Tín hiệu x ước lượng cách nhân y với V *  h H K z1 (2.66) Sau tín hiệu qua Match filter Người ta với co giãn thích hợp trung bình bình phương sai biệt tín hiệu ước lượng cực tiểu, thu gọi thu tối thiểu bình phương sai biệt lỗi MMSE (minimum Mean-Squared Error) Tỷ số SINR tín hiệu ngõ Matched-Filter có biểu thức sau SINR   x2 h H K z1h (2.67) Bộ thu MMSE cho giải thuật V-Blast giải mã luồng tín hiệu NT r[m]  hk xk [m]   hi xi [m]  n[m]  hk xk [m]  z[m] (2.68) ik NT z[m]   hi xi [m]  n[m] (2.69) ik Giả sử cơng suất luồng tín hiệu i Pi , nhiễu n[m] I.I.D luồng tín hiệu độc lập nên ta có ma trận tương quan nhiễu K z sau [5] k NT K zk  N I N R   Pi hi hiH (2.70) ik Vector MMSE định nghĩa sau NT Vk  ( N I N R   Pi hi hiH ) 1 h (2.71) ik NT => Vk*  h H ( N I N R   Pi hi hiH ) 1  h H ( N I N R  Pi HH H  Pi hk hkH ) 1 (2.72) ik SINR ngõ Matched-filter có biểu thức sau : NT SINR  Pk hkH ( N I N R   Pi hi hiH ) 1 k k (2.73) ik Tương tự máy thu Zero-forcing, sau giải mã, luồng tín hiệu loại trừ khỏi tín hiệu thu ban đầu nhằm giảm nhiễu xuyên luồng, giúp giải mã xác luồng tín hiệu cịn lại Q trình giải mã thực sau + Bước 1: Sử dụng vector Vk* để tách luồng liệu thứ k 56 y k  Vk* r + Bước 2: Sử dụng chịm điều chế phía phát để ước lượng xk từ yk ~ x  Q( y ) k k + Bước 3: Giả sử ~x k symbol gốc ban đầu xk , loại bỏ xk khỏi tín hiệu thu rk để thu tín hiệu thu sửa đổi rk+1 rk 1  rk  ~ xk hk với hk cột thứ k ma trận H Sơ đồ máy thu MMSE giải mã kết hợp triệt tiêu nhiễu hình 2.22 BỘ THU MMSE LOẠI TRỪ LUỒNG1 BỘ THU MMSE LOẠI TRỪ LUỒNG1,2 BỘ THU MMSE LOẠI TRỪ LUỒNG1,2, 3… N-1 BỘ THU MMSE N Hình 2.22: Máy thu V-BLAST MMSE Tồn giải thuật MMSE triệt tiêu liên tiếp sau[5] Khởi động r1 = r Lặp k   NT 57 GIẢI MÃ LUỒNG GIẢI MÃ LUỒNG GIẢI MÃ LUỒNG X1 X2 X3 r GIẢI MÃ LUỒNG N XN   P P V  h  N I N R  HH H  hk hkH  NT NT   * y k  Vk r ~ x  Q y  * k 1 H k k k rk 1  rk  ~ x k hk H  H k~ i  i 1 Với H k~ ma trận thu từ ma trận H sau bỏ k cột Tốc độ truyền liệu luồng liệu thứ k theo định lý Shanon là:  Ck  log  Pk hk* K zk1hk NT Nt k 1 k 1  bit/s/Hz (2.74)  C MMSE   C k   log  Pk hk* K zk1hk  C MMSE  log det  I N R  N0  NT Ph h i 1 * i i i     bit/s/Hz bit/s/Hz (2.75) (2.76) Trong môi trường fast-fading, kênh truyền biến đổi, công suất chia cho luồng Pi  P N , tốc độ truyền tối đa kênh truyền tính trung bình T sau[5]:    P C MMSE  E  log det  I N R  HH H   NT N    2.5 (2.77) Kết luận chương Chương trình bày khái niệm, nguyên lý thuật tốn kỹ thuật OFDM Cùng với nguyên lý hệ thống kết hợp kỹ thuật MIMO kỹ thuật OFDM Chương trình bày việc ứng dụng hệ thống MIMO-OFDM mạng di động 4G-LTE 58 CHƯƠNG 3.1 ỨNG DỤNG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TRONG MẠNG DI ĐỘNG 4G-LTE Tổng quan mạng di động 4G-LTE 3.1.1 Giới thiệu công nghệ LTE LTE hệ thứ tư chuẩn UMTS 3GPP phát triển UMTS hệ thứ ba dựa WCDMA triển khai toàn giới Để đảm bảo tính cạnh tranh cho hệ thống tương lai, tháng 11/2004 3GPP bắt đầu dự án nhằm xác định bước phát triển lâu dài cho công nghệ di động UMTS với tên gọi Long Term Evolution (LTE) 3GPP đặt yêu cầu cao cho LTE, bao gồm giảm chi phí cho bit thông tin, cung cấp dịch vụ tốt hơn, sử dụng linh hoạt băng tần có băng tần mới, đơn giản hóa kiến trúc mạng với giao tiếp mở giảm đáng kể lượng tiêu thụ thiết bị đầu cuối ➢ Các mục tiêu công nghệ là: ✓ Tốc độ đỉnh tức thời với băng thông 20 MHz: Tải xuống: 100 Mbps; Tải lên: 50 Mbps ✓ Dung lượng liệu truyền tải trung bình người dùng 1MHz so với mạng HSDPA Rel 6: Tải xuống: gấp đến lần; Tải lên: gấp đến lần ✓ Hoạt động tối ưu với tốc độ di chuyển thuê bao – 15 km/h Vẫn hoạt động tốt với tốc độ từ 15 – 120 km/h Vẫn trì hoạt động thuê bao di chuyển với tốc độ từ 120 – 350 km/h Các tiêu phải đảm bảo bán kính vùng phủ sóng 5km, giảm chút phạn vi đến 30km Từ 30-100km khơng hạn chế ✓ Độ dài băng thơng linh hoạt: hoạt động với băng 1.25 MHz, 1.6 MHz, 2.5 MHz, MHz, 10 MHz, 15 MHz 20 MHz chiều lên xuống Hỗ trợ trường hợp độ dài băng lên băng xuống không Để đạt mục tiêu này, có nhiều kỹ thuật áp dụng, bật kỹ thuật vơ tuyến OFDMA (đa truy cập phân chia theo tần số trực giao), kỹ thuật anten MIMO (Multiple Input Multiple Output - đa nhập đa xuất) 59 Ngoài hệ thống chạy hoàn toàn IP (all-IP network), hỗ trợ chế độ FDD TDD ➢ Thuộc tính liên quan hệ thơng LTE [2] Băng tần 1.25 – 20 MHz Song công TDD, FDD bán song công FDD Di động 350 km Đa truy nhập Đường xuống OFDMA Đường lên SC-FDMA MIMO Đường xuống 2x2; 4x2; 4x4 Đường lên 1x2; 1x4 Tốc độ liệu đỉnh 20MHz Đường xuống: 173 326 Mb/s tương ứng với cấu hình MIMO 2x2 4x4 Đường lên 86 Mb/s với cấu hình 1x2 anten Điều chế QPSK, 16 QAM, 64 QAM Mã hóa kênh Mã Turbo Bảng 3.1: Các đặc điểm cơng nghệ LTE 3.1.2 Những đặc điểm bật mạng di động 4G-LTE Mạng 4G hội tụ nhiều cơng nghệ mạng có phát triển 2G, 3G, WiMAX, Wi-Fi, pre-4G, UWB, …để cung cấp kết nối vô tuyến rộng khắp, lúc, nơi, không phụ thuộc vào nhà cung cấp hay thiết bị di động người dùng Công nghệ cho phép sử dụng dịch vụ đa phương tiện tốc độ cao di chuyển tốc độ nên hỗ trợ sử dụng dịch vụ chất lượng cao, giá thành thấp, mang tính đặc thù cho cá nhân 4G-LTE có khả cấp phát phổ tần linh động hỗ trợ dịch vụ đa phương tiện với tốc độ 100Mb/s di chuyển tốc độ 3km/h, đạt 30Mb/s di chuyển tốc độ cao 120km/h Tốc độ nhanh gấp lần so với tốc độ truyền liệu công nghệ HSDPA (truy nhập gói liệu tốc độ cao) 60 Ưu điểm bật: - Dung lượng truyền kênh đường xuống đạt 100 Mbps kênh đường lên đạt 50 Mbps - Tăng tốc độ truyền người sử dụng mặt phẳng điều khiển Không sử dụng chuyển mạch kênh Tất dựa IP, VoIP dùng cho dich vụ thoại - Kiến trúc mạng đơn giản so với mạng 3G thời - OFDMA MIMO dụng 4G-LTE thay CDMA 3G Tuy nhiên mạng 4G-LTE tích hợp cách dễ dàng với mạng 3G 2G Điều quan trọng cho nhà cung cấp mạng triển khai 4G-LTE khơng cần thay đổi tồn sở hạ tầng mạng có - Băng thơng hoạt động linh hoạt, hoạt động băng thơng như: 5MHz, 10MHz, 15MHz 20MHz, chí tần số thấp 1,25MHz 2,5MHz - Tính kế thừa cao, tương thích tốt với tảng GSM, việc triển khai dễ dàng giá thành không cao 61 3.2 Hệ thống MIMO-OFDM LTE hướng xuống Sơ đồ tổng quát 3.2.1 Loop OFDM Modulation Layer Mapping MIMO Precoding Mapping Zero Padding Pilot Channel Estimation CHANNEL Loop OFDM Pilot DeModulation Layer Demapping MIMO Equalizer Demapping CP Adding IFFT FFT CP Removal Hình 3.1:Sơ đồ tổng quát hệ thống MIMO-OFDM LTE Ở phía phát, liệu vào khối điều chế Modulation thành symbol qua khối Layer Mapping để ánh xạ thành lớp tuỳ thuộc vào đầu anten Sau liệu từ đầu Layer Mapping tạo thành lớp vào khối MIMO Precoding nhân với ma trận precoding tương ứng để ánh xạ vào tưng anten Tiếp theo liệu qua khối mapping để ánh xạ liệu chèn liệu tham khảo (Pilot) lên lưới tài nguyên Sau liệu mapping chèn zero chiều dài đủ với chiều dài IFFT Dữ liệu qua khối IFFT để biến đổi từ miền tần số sang miền thời gian đồng thời chèn khoảng bảo vệ (CP Adding) sau OFDM symbol để tránh nhiễu ISI Tại đầu thu liệu nhận loại bỏ khoảng bảo thực chuyển đổi từ miền thời gian sang miền tần số (FFT), liệu sau chuyển đổi FFT qua khối Demapping để tách liệu pilot, từ liệu pilot thu tạo qua khối ước lượng kênh truyền (Channel Estimation) ta thu hệ số kênh truyền Từ hệ số kênh truyền liệu qua khối cân kênh MIMO Equalizer để thu liệu gốc Dữ liệu đầu MIMO Equalizer đưa vào 62 hệ thống layer Demapping để ghép lớp lại thành qua khối giải điều chế (Demodulation) ta thu liệu ban đầu Cấu trúc khung liệu(Frame) 3.2.2 Truyền liệu cho hướng xuống lên tổ chức khung liệu (radio frames) với Tf = 307200 x Ts = 10ms Có loại radio frame hỗ trợ là: - Loại 1: sử dụng cho chế độ FDD[2] - Loại 2: sử dụng cho chế độ TDD[2] Loại 1: One radio frame, Tf = 307200Ts = 10 ms One slot, Tslot = 15360Ts = 0.5 ms #0 #1 #2 #3 #18 #19 One subframe Hình 3.2: Cấu trúc frame cho chế độ FDD Được sử dụng cho phương thức song công bán song công FDD Mỗi khung liệu có Tf  307200  Ts  10 ms ,bao gồm 20 khe, đánh số từ 0->19, với Tslot  15360  Ts  0.5 ms Loại 2: One radio frame, Tf = 307200Ts = 10 ms One half-frame, 153600Ts = ms One slot, Tslot=15360Ts 30720Ts Subframe #0 Subframe #2 Subframe #3 Subframe #4 Subframe #5 Subframe #7 One subframe, 30720Ts DwPTS GP UpPT S DwPTS GP Subframe #8 Subframe #9 UpPT S Hình 3.3: Cấu trúc frame cho chế độ TDD Được dùng cho phương thức TDD Một khung( frame) có Tf  307200  Ts  10 ms , bao gồm haft-frame với 153600  Ts  ms , haftframe gồm subframe có chu kì 30720  Ts  ms 63 Lưới tài nguyên (Resource grid) 3.2.3 One downlink slot Tslot DL N symb OFDM symbols DL RB k  N RB N sc 1 subcarrier s subcarrier N scRB s Resource block DL RB N symb  N sc DL  N scRB N RB Resource element resource elements (k , l ) k 0 DL l  N symb 1 l 0 Hình 3.4: Lưới tài nguyên DL DL RB Một slot bao gồm N RB N sc sóng mang N symb OFDM symbols, tạo thành lưới liệu (resource grid)[2] Mỗi slot chia thành khối, khối gồm N scRB song mang Thông tin resource grid đánh số theo k, l  với DL RB k  0, ,N RB N sc  DL l  0, ,N symb 1 số miền tần số thời gian ➢ Resource elements Mỗi phần tử lưới tài nguyên cho antenna port p gọi DL RB resource element [2] xác định k, l  với k  0, ,N RB Nsc  DL l  0, ,N symb 1 ➢ Resource blocks Resource block sử dụng để miêu tả việc mapping liệu kênh vật lý từ resource elements Một resource blocks [2] bao gồm DL N symb x N scRB resource elements Mỗi Resource block bao gồm 12 subcarriers, tương ứng với 12x15khz = 180 KHz miền tần số slot = 0.5ms miền thời gian 64 Băng tần Resource Blocks Subcarriers 1.4 Mhz Mhz Mhz 10 Mhz 16 Mhz 20 Mhz 15 25 50 75 100 72 180 300 600 900 1200 Bảng 3.2: bảng ánh xạ băng tân với số resource blocks 3.2.4 Điều chế (Modulation) Trong trường hợp kênh vật lý LTE, modulation sử dụng khác cho kênh vật lý tương ứng, modulation symbols gán vào resource elements Bảng 3.3 thể mối quan hệ kênh vật lý loại modulation [3] 65 Kênh vật lý Điều chế Bít/Symbol PBCH QPSK PCFICH QPSK PDCCH QPSK PHICH BPSK PDSCH QPSK, 16QAM, 64QAM 2,4,6 PMCH QPSK, 16QAM, 64QAM 2,4,6 Bảng 3.3: Ánh xạ kênh vật lý với điều chế Trong loại điều chế 64QAM phương thức điều chế tốt nhât sử dụng 6bits thơng tin để mã hóa thành symbol QAM, cho tỷ lệ tín hiệu nhiễu tốt Những bits thông tin map bảng symbol điều chế, người ta sử dụng mã Gray để giảm tối đa bít bị lỗi Minh họa hình 3.5 Hình 3.5: Điều chế QAM64 3.2.5 Ánh xạ lớp (Layer mapping) Ký kiệu (symbol) điều chế với giá trị số phức codewords ánh xạ vào một vài lớp Những ký hiệu điều chế [2] 66 (q) d (q) (0), ,d ( q) (M symb  1) cho codeword q   x(i)  x (0) (i) x ( 1) (i) , ánh xạ vào lớp layer i  0,1, ,M symb 1 layer M symb (3.1) với v số lớp T số ký hiệu điều chế lớp ➢ Ánh xạ lớp cho antenna port Ánh xạ lớp cho anten Một lớp sử dụng v=1, xác định layer (0) x (0) (i)  d (0) (i) Với M symb  M symb (3.2) ➢ Ánh xạ lớp ghép kênh không gian (spatial multiplexing) Với ghép kênh không gian, ánh xạ lớp [2] thực bảng 3.4 Số lớp với với số anten port P sử dụng cho truyền phát kênh vật lý Trong trường hợp codeword ánh xạ tới lớp áp dụng số anten port [4] Number of layers Number of codewords 1 2 Codeword-to-layer mapping layer i  0,1, ,M symb 1 x (0) (i)  d (0) (i) x (0) (i)  d (0) (i) x (i)  d (1) (i) (i)  d ( 0) (2i) x (i)  d ( 0) (2i  1) (1) x (1) x ( 0) ( 0) (i)  d x (i)  d (1) ( 0) (1) layer ( 0) M symb  M symb layer ( 0) (1) M symb  M symb  M symb layer (0) M symb  M symb (i) (2i) layer ( 0) (1) M symb  M symb  M symb x ( 2) (i)  d (1) (2i  1) x (0) (i)  d (0) (2i) x (1) (i)  d (0) (2i  1) x ( 2) (i)  d (1) (2i) layer ( 0) (1) M symb  M symb  M symb x (3) (i)  d (1) (2i  1) Bảng 3.4: ánh xạ codeword tới lớp ghép kênh không gian ➢ Ánh xạ lớp phân tập phát Ánh xạ lớp [2] thực bảng 3.5 Trong trường hợp phân tập phát có codeword số lớp v với số antenna port P sử dụng truyền kênh vật lý 67 Number Number of Codeword-to-layer mapping of layers codewords layer i  0,1, ,M symb 1 x (0) (i)  d (0) (2i) x (1) (i)  d (0) (2i  1) layer ( 0) M symb  M symb x (0) (i )  d (0) (4i )  M ( 0)  layer M symb   (0) symb   M symb   x (1) (i )  d (0) (4i  1) x ( 2) (i )  d (0) (4i  2)  ( 0) if M symb mod  ( 0) if M symb mod  ( 0) If M symb mod  two null symbols x (3) (i )  d (0) (4i  3) ( 0) shall be appended to d (0) (M symb  1) Bảng 3.5: ánh xạ codeword với lớp phân tập phát 3.2.6 Precoding cho phân tập phát Precoding cho phân tập phát [3] sử dụng kết với với ánh xạ lớp cho phân tập phát Nó thực cho antena ports ➢ Với antena port, p  0,1 , đầu y(i)   y (0) (i) T y (1) (i)  , ap i  0,1, , M symb  (3.4) xác định  y (2i)  1  (1)    y (2i)   0  y (0) (2i  1)  0  (1)   1  y (2i  1)  (0)  Re  x (0) (i )   j 0   (1)   1 j  Re  x (i )     j   Im  x (0) (i)      j 0  (1)   Im  x (i)   (3.5) ap layer layer  2M symb  M symb Với i  0,1, , M symb ➢ Với antenna ports, p  0,1,2,3 , đầu y(i)   y (0) (i) y (1) (i ) y (2) (i ) T ap  xác định y (3) (i )  , i  0,1, , M symb 68  y (0) (4i )  1  (1)  0  y (4i )    y (2) (4i )  0 1  (3)    y (4i )  0  y (0) (4i  1)  0  (1)    y (4i  1)  0  y (2) (4i  1)  1  (3)    y (4i  1)  0  (0)  y (4 i  2) 0    y (1) (4i  2)  0  (2)    y (4i  2)  0 (3)  y (4i  2)  0  (0)    y (4i  3)  0  y (1) (4i  3)  0  (2)    y (4i  3)  0  y (3) (4i  3)  0    Với i  0,1, , M 3.2.7 layer symb 0 0 j 0 0 0 0 j 0 0 0 j 0 0 j 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0  M ap symb 0  0  (0) 0   Re  x (i )     0   Re  x (1) (i )     0   Re  x (2) (i )   0    (3) 0  Re  x (i)     0   Im  x (0) (i )     j 0  (1)    Im  x (i)   0 (2)   j   Im  x (i )    0   Im  x (3) (i )     j  0  j  0 (3.6) layer (0)  4M symb if M symb mod   layer (0) M  if M mod    symb symb  Ánh xạ liệu lên lưới tài nguyên ➢ Tạo liệu tham khảo Chuỗi liệu tham khảo rl ,ns (m) định nghĩa [2] rl ,ns (m)  1 1   c(2m)   j 1   c(2m  1)  , 2 max,DL m  0,1, ,2 N RB 1 (3.7) Với ns số slot khung l số OFDM khe khung Chuỗi giả ngẫu nhiên (pseudo-random sequence) định nghĩa sau: Đầu chuỗi giả ngẫu nhiên c(n) với độ dài M PN n  0,1, , M PN  , định nghĩa[2]   x (n  31)   x (n  3)  x (n)  mod 1 x (n  31)   x (n  3)  x (n  2)  x (n  1)  x (n)  mod 2 2 2 c(n)  x (n  N )  x (n  N ) mod C C 69 (3.8) Với NC  1600 x1 (0)  1, x1 (n)  0, n  1,2, ,30 Khởi tạo cho chuỗi thứ hai x2 [2] cinit   i 0 x2 (i)  2i 30 cell cell với cinit  210     ns  1  l  1    N ID  1   N ID  NCP (3.9) điểm bắt đầu OFDM symbol 1 for normal CP NCP   0 for extended CP ➢ Ánh xạ liệu tham khảo lên resource element [2] Được truyền tất subframe downlink hỗ trợ kênh truyền Physical Downlink Shared Channel ( PDSCH ), tất cổng anten, với f  15 kHz Trong mơ phỏng, tín hiệu quy chiếu sử dụng tín hiệu dẫn đường cho mục đích ước lượng kênh Tín hiệu rl ,ns (m) chèn vào vị trí ak( ,pl ) lưới thời gian-tần số[2] ak( ,pl )  rl ,ns (m ') với k  6m   v  vshift  mod DL 0, N symb  if p  0,1 l if p  2,3 1 DL m  0,1, ,  N RB 1 (3.10) max,DL DL m  m  N RB  N RB 0 3  3 v 0 3(ns mod 2)  3  3(ns mod 2) if p  and l  if p  and l  if p  and l  (3.11) if p  and l  if p  if p  cell vshift  N ID mod (3.12) Vị trí chèn pilot vào lưới tài nguyên (resource grid) hình[2] 70 One antenna port R0 R0 R0 R0 R0 R0 R0 R0 l0 l6 l0 l6 Resource element (k,l) Two antenna ports R0 R0 R0 R0 R1 R0 R0 R0 l6 Four antenna ports R0 R0 l0 R0 R0 even-numbered slots l6 odd-numbered slots l0 R3 R2 R1 l6 l0 R3 R2 R1 even-numbered slots Antenna port R2 R1 R1 l6 l0 l6 R1 R1 R0 l0 R1 R1 R0 Reference symbols on this antenna port l6 l0 R1 R0 Not used for transmission on this antenna port R1 R1 l6 l0 R0 R1 R1 R0 l0 R1 R1 R3 R2 l6 l0 odd-numbered slots R3 l6 l0 even-numbered slots Antenna port l6 l0 odd-numbered slots l6 l0 even-numbered slots Antenna port l6 odd-numbered slots Antenna port Hình 3.6: Các vị trí tương tứng tín hiệu pilot 3.2.8 Zero padding Khối zero padding thực trước khối IFFT, người ta chèn vào cuối OFDM symbol cho có độ dài với kích thước IFFT Tuỳ thuộc vào băng tân người ta chon kích thước IFFT cho phù hợp Băng tần 1.4 Mhz Mhz Mhz 10 Mhz 16 Mhz 20 Mhz 128 256 512 1024 1536 2048 Kích thước IFFT Bảng 3.6: ánh xạ băng tần kích thước IFFT 71 3.2.9 FFT/IFFT IFFT (Inverse Fast Fourier Transform): Thực phép biến đổi liên tục từ miền tần số sang miền thời gian theo công thức f (t)  2    F (w)  eit dw (2.13) Trong xử lý tín hiệu số dựa tín hiệu lấy mẫu tín hiệu liên tục mà cách biểu diễn IFT thực sau IDFT(Inverse discrete fourier transform): Tạo tín hiệu lấy mẫu miền thời gian từ tín hiệu lấy mẫu miền tần số N 1 i 2N kn f n   Fk e N k 0 (3.14) IFFT thực phép biến đổi IDFT với phương pháp thực nhanh hiệu tính tốn, với N luỹ thừa số 2(N= 128,256…2048) FFT(Fast Fourier Transform): FFT phép ngược IFFT thực phép biến đổi liên tục từ thời gian sang miền tần số liên tục f (w)  2    f(t)  eit dt (3.15) Cách biểu diễn thứ hai với tín hiệu lấy mẫu khơng liên tục Fk  2 N 1  f ne j 2 kn N (3.16) k 0 Với N kích thước FFT, N luỹ thừa số 3.2.10 Chèn khoảng bảo vệ Trải trễ tạo từ đường khác bên phát bên thu mà đường có độ trễ khác Ví dụ đường đến đường tầm nhìn 72 thẳng đường đến qua vật phản xạ, tín hiệu hai đường đến phía thu có độ trễ khác Để tránh tượng người ta chèn khoảng bảo vệ CP(Cyclic prefix) đầu OFDM symbol để chống lại trễ đa đường Cyclic prefix tạo cách chép đoạn cuối OFDM symbol lên đoạn đầu nó, thể qua hình sau: Hình 3.7: Tạo khoảng bảo vệ (Cyclic Prefix) 3.2.11 MimoEqualizer sử dụng thuật tốn SFD Tín hiệu phát dị sử dụng thuật tốn SFD theo cơng thức sau  rx0(sc1)    * ~  h00 h10* h01 h11   rx1(sc1)  out (sym)  H X  H H  *  * * *  h01  h11 h00 h10   rx0 (sc 2)  out(sym 1)   *   rx1 (sc 2)  scaling | h 00 |2  | h 01 |2 | h10 |2  | h11 |2 (3.17) H ma trận tương đương với ma trận kênh truyền Y tín hiệu nhận G ma trận Gammian  h00  h01    *  h00 h10* h01 h11   h10  h11   scaling H GH H  *  . * *  * h h  h  h h h  01 0 00 11 00 10    01   h11* h10*  73  scaling  (3.18) Với scaling scaling | h 00 |2  | h 01 |2  | h10 |2  | h11 |2 (3.19) Trong h00, h01, h10, h11 hệ số kênh truyền  rx0(sc1)    ~  h h h01 h11   rx1(sc1)  out (sym)  H X  H H  * . * * *  out(sym  1)  h  h h h    11 00 10   01   rx0 (sc 2)  *  rx1 (sc 2)  * 00 3.3 * 10 (3.20) Kết luận chương Chương phân tích ứng dụng kỹ thuật MIMO-OFDM mạng di động 4G-LTE Các kỹ thuật trình bày chương kỹ thuật chuẩn hóa áp dụng vào hệ thống trạm thu phát sóng 4G LTE mà trình bày 74 chương KẾT QUẢ TÌM HIỀU, ĐO KIỂM, ĐÁNH GIÁ HỆ THỐNG TRẠM PHÁT SÓNG 4G-LTE (eNodeB) CỦA VIETTEL CHƯƠNG Hiện nước, tất nhà mạng nói chung Viettel nói riêng, cần triển khai mạng lưới phải nhập thiết bị từ nhà cung cấp nước Đặc biệt, hệ thống trạm thu phát gốc chiếm tỷ lệ đầu tư lớn số thiết bị cần thiết để xây dựng mạng lưới Do đó, việc tự chủ việc sản xuất hệ thống trạm thu phát gốc eNodeB, ý nghĩa xu phát triển chung mang lại lợi ích kinh tế cho Tập đoàn, hạn chế phụ thuộc vào công nghệ nguồn cung thiết bị từ bên Trong vài năm trở lại đây, Viettel thực đầu tư vào nghiên cứu để sản xuất thiết bị viễn thơng nói chung hệ thống trạm thu phát gốc 4G – eNodeB nói riêng Trong chương em xin trình bày kết tìm hiểu ứng dụng kỹ thuật MIMO – OFDM hệ thống eNodeB kết đo kiểm đánh giá tiêu cần đáp ứng trạm thu phát 4G – eNodeB 4.1 Mơ hình tổng thể hệ thống 4.1.1 Cấu trúc phần cứng eNodeB Hình 4.1: Sơ đồ tổng thể hệ thống 75 - Cấu trúc phần cứng eNodeB gồm khối là: + Baseband Unit (BBU): ▪ Baseband Processing: Xử lý giao thức lớp vật lý, MAC, RLC, PDCP Và cung cấp giao diện CPRI để giao tiếp với khối Radio Unit ▪ Control & Clock: Có chức điều khiển quản lý Baseband Unit, cung cấp giao diện Ethernnet kết nối eNodeB với mạng core, cung cấp đồng cho hệ thống + Radio Unit (RU): Có chức năng: ▪ ADC/DAC: Chuyển đổi tương tự/số ▪ Up/Down Converter: Nâng tần số tín hiệu baseband lên cao tần, hạ tín hiệu từ cao tần xuống tín hiệu baseband ▪ Khuếch đại cơng suất ▪ Truyền/Nhận tín hiệu từ Antenna + Antenna: thu phát tín hiệu - Ngoài gồm khối Power & Enviroment cung cấp nguồn (-48VDC) chức giám sát môi trường eNodeB 4.1.2 Cấu trúc phần mềm eNodeB eNB SW architecture OAM eNB Common Management Block , SON - eNB Call Control Block GTP S1AP X2AP LAYER SGW PDCP SCTP MME RLC RLC eNB MAC Schedulers MAC LAYER Transport Channel Baseband Processing PHY Channel Baseband Processing Resource Mapping & OFDM/SC-FDMA RF/Anten LAYER DATABASE - Hình 4.2: Kiến trúc phần mềm - Kiến trúc phần mềm eNodeB chia làm phần chính: 76 + Phân hệ Layer 3: nhiệm vụ quản lý tài nguyên vô tuyến, thực thủ tục, xử lý nghiệp vụ điều khiển eNodeB: điều khiển luồng dịch vụ (thiết lập, chuyển giao, giải phóng), thực q trình chuyển giao q trình UE sử dụng dịch vụ, quản lý cấu hình eNodeB + Phân hệ Layer 2: cung cấp dịch vụ truyền tin báo hiệu liệu cho Layer 3, mã hóa bảo tồn liệu cần thiết, thực nghiệp vụ Scheduling cấp phát tài nguyên + Phân hệ Layer 1: xử lý giao tiếp Layer2 khối xử lý phần cứng Các kỹ thuật MIMO OFDM thực phân hệ layer Cụ thể, sơ đồ khối phân hệ xử lý layer 1, eNodeB sau: Hình 4.3: Sơ đồ phân hệ xử lý layer 4.2 Quy trình đo kiểm, đánh giá hệ thống eNodeB Một hệ thống eNodeB sau nghiên cứu chế tạo thành sản phẩm để thương mại hóa cần trải qua nhiều test nghiêm ngặt nội dung như: test xử lý tín hiệu, test nghiệp vụ phần mềm, test performance, test feature LTE, capacity test, field test, Trong đó, phần test gắn liền với nội dung em tìm hiểu luận văn test xử lý tín hiệu field test Sản phẩm sau nghiên cứu Test phần xử lý tín hiệu, tín hiệu RF Test phần mềm: + Nghiệp vụ xử lý PM + features of LTE Test perfomance, capacity Field test Hình 4.4: Quy trình đo kiểm, đánh giá hệ thống eNodeB 77 Đánh giá kết Các test xử lý tín hiệu tuân theo tiêu chuẩn 3GPP TS 36141, đánh giá tiêu xử lý tín hiệu hệ thống eNodeB 4.3 Bộ tiêu chuẩn đánh giá hệ thống trạm thu phát 4G-LTE Hiện Bộ Thông tin truyền thông xây dựng dự thảo “QUY CHUẨN KỸ THUẬT QUỐC GIA VỀ THIẾT BỊ TRẠM GỐC THÔNG TIN DI ĐỘNG E-UTRA PHẦN TRUY NHẬP VÔ TUYẾN“, quy định yêu cầu kỹ thuật trạm thu phát 4G LTE Viettel đóng vai trị vendor cung cấp thiết bị thiết bị Viettel phải tuân theo quy chuẩn Sau số tiêu liên quan đến đo thực phạm vi luận văn này: Chỉ tiêu kỹ thuật Giới hạn Chú thích Tỷ số cơng suất rị kênh lân cận > 44,2 dB (ACLR) Công suất cực đại trạm gốc Prated,c - 2,7 ≤ Pmax,c ≤ Prated,c: Công suất danh Prated,c + 2,7 định (trên sóng mang) Lỗi tần số ± (0.05 ppm + 12 Hz) QPSK: < 17.50% EVM (Error Vector Magnitude) 4.4 16QAM: < 12.50% 64QAM: 8% Chi tiết đo đánh giá Dựa tài liệu chuẩn 3GPPTS 36211, 3GPPTS 36212, 3GPPTS 36213, 3GPPTS 36141 LTE, em thực đo kiểm đầu hệ thống với tham số cấu sau: Stt Tham số Giá trị Tần số phát 1855MHz Độ rộng băng tần 10 MHz Transport block Số lớp mapping Số anten phát 78 Số anten thu Kích thước IFFT/FFT 1024 Số resource block 50 Điều chế QPSK, 64 QAM 10 Chỉ số subFrame 11 Kích thước payload 7600 Bảng 4.1: Bảng tham số cấu hình hệ thống eNodeB Sơ đồ bố trí thiết bị đo kiểm Tín hiệu chuẩn theo Model Cáp tín hiệu BBU CPRI Máy đo Agilent + phần mềm VSA thu thập số liệu RRU Hình 4.5: Sơ đồ bố trí thiết bị 79 Giải thích: Theo chuẩn 3GPP TS 36.141 có test model để đánh giá khả xử lý tín hiệu eNodeB Với test model có tín hiệu chuẩn đưa vào BBU để xử lý, tín hiệu sau xử lý BBU, truyền đến RRU qua đường quang CPRI để chuyển lên cao tần Tín hiệu sau khỏi RRU tín hiệu cao tần, phát tần số theo chuẩn LTE (Band band 7) đưa vào máy đo để đo kiểm Máy đo có chức máy thu, thực việc xử lý tín hiệu thu so sánh tín hiệu sau điều chế với tín hiệu chuẩn theo test model để đánh giá việc xử lý tín hiệu hệ thống thu phát gốc eNodeB Hình ảnh kết nối thiết bị eNodeB thiết bị đo thực tế: Hình 4.6: Sơ đồ bố trí thiết bị phịng LAB 4.5 Kết Đo kiểm Tính ổn định chất lượng thiết bị đánh giá qua chuẩn 3GPPTS 36.141, cụ thể sau: 4.5.1 Với test model 1.1 Test model 1.1 phát liệu điều chế QPSK toàn RB băng thông, thông số đo kiểm: 80 - BS output power - Phổ công suất - ACLR (Adjacent Channel Leakage power Ratio) – tỉ số cơng suất trung bình kênh tần số trung tâm cơng suất trung bình kênh tần số lân cận Chỉ số để đánh giá khả lọc lọc hệ thống Yêu cầu số hệ thống >= 45 dB Hình 4.7: Giao diện kết máy đo Hình 4.8: Chịm tín hiệu phổ tín hiệu 81 Hình 4.9: Các thông số đánh giá Đánh giá kết quả: Từ kết đo đạc hệ thống ta thấy phát toàn 50 RB băng 10MHz với tín hiệu điều chế QPSK, ta đo được: - Cơng suất đầu trạm khoảng 46dBm (~40 W) - Băng thông mang công suất phát 8.9296 MHz, công suất chiếm 99% tổng công suất - ACLR kênh sau: 82 + Kênh lân cận thứ nhất: bên kênh trung tâm độ lệch so với kênh trung tâm 59.754 dB 59.317 dB + Kênh lân cận thứ hai: bên kênh trung tâm độ lệch so với kênh trung tâm 61.286 dB 61.427 dB Như ACLR kênh lân cận so với kênh trung tâm hệ thống đảm bảo tiêu >45 dB 4.5.2 Với test model 3.1 Test model 3.1 phát liệu điều chế 64 QAM toàn RB băng thông, thông số đo kiểm: - Công suất phát toàn symbol OFDM điều chế 64QAM phát tồn RB băng thơng (với băng 10MHz 50 RB) - Độ lệch tần số - EVM cho điều chế 64 QAM Trong EVM (Error Vector Magnitude) định nghĩa độ lệch mức tín hiệu thu với mức tín hiệu chuẩn Hình 4.10: Kết đánh giá máy đo 83 Hình 4.11: Chịm tín hiệu phổ tín hiệu 84 Hình 4.12: Các thơng số đánh giá 85 Đánh giá kết quả: Từ kết đo đạc hệ thống ta thấy phát toàn 50 RB băng 10MHz với tín hiệu điều chế 64QAM, ta đo được: - Cơng suất phát tồn symbol OFDM điều chế 64QAM phát toàn RB băng thông (với băng 10MHz 50 RB) 45.628dBm ~ cơng suất phát tồn băng tần - Độ lệch tần số (Frequency error = -48.942 Hz) Đảm bảo tiêu chuẩn độ lệch tần số hệ thống thu phát gốc là: ± (0.05 ppm + 12 Hz) = ± (0.05*10 -6 *1855*106 Hz +12 Hz) = ± 104.75 Hz - EVM cho điều chế 64 QAM = 3.83% Thỏa mãn theo tiêu chuẩn mức điều chế 64 QAM