Ước lượng kênh truyền trong hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều

Trong bài báo này, sẽ tìm hiểu một số phương pháp ước lượng kênh truyền cho hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều dựa trên mẫu pilot, từ đó đưa ra một số đánh giá và nhận xét.

Hội thảo quốc gia 2014 Điện tử, Truyền thông Công nghệ thông tin (ECIT2014) Ước lượng kênh truyền hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều Nguyễn Nhật Trường, Lê Thị Phương Mai, Thân Thị Hạnh Trường Đại học Bách khoa Đà Nẵng Đà Nẵng, Việt Nam Email: alongdayx3@gmail.com, lpmai@dut.udn.vn, tthanh181191@gmail.com thuật truyền thông tốc độ cao [4] SC-FDMA phiên thay đổi từ OFDM với liệu miền thời gian chuyển qua miền tần số DFT (Discrete Fourier Transform) trước qua xử lý hệ thống OFDM thơng thường Do SC-FDMA thừa hưởng ưu điểm độ phức tạp kỹ thuật OFDM Ưu điểm SC-FDMA so với OFDM tỉ số cơng suất đỉnh cơng suất trung bình (Peak to Average Power Ratio - PAPR) thấp làm cho khuếch đại công suất thuê bao đơn giản hiệu [5] Tóm tắt—Các cơng nghệ di động tương lai LTE (Long Term Evolution) hay thông tin đa chặng ngày phát triển, hướng tới cung cấp cho người dùng tốc độ truy cập cao khả mở rộng vùng phủ sóng Hệ thống đường lên LTE SC-FDMA (Single Carrier Frequency Division Multiple Access) sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều tận dụng ưu điểm hệ thống LTE thông tin đa chặng, nhiên chất lượng hệ thống thấp bị ảnh hưởng mạnh kênh truyền nhiễu tự giao thoa Trong báo này, tìm hiểu số phương pháp ước lượng kênh truyền cho hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều dựa mẫu pilot, từ đưa số đánh giá nhận xét Mặc dù việc khảo sát hệ thống TWR dựa kỹ thuật ANC tiến hành nhiều việc khơi phục lại tín hiệu ban đầu dựa việc biết trước trạng thái hoàn hảo kênh truyền [6], [7] Gần đây, vấn đề ước lượng kênh truyền TWR nghiên cứu kênh truyền có tính thuận nghịch pha MAC pha BC [8], [9], [10] Với kênh truyền khơng có tính thuận nghịch mạng TWR sử dụng ANC, việc ước lượng kênh truyền thực theo hai phương pháp, ước lượng độc lập cho kênh truyền pha MAC pha BC trạm chuyển tiếp, trạm gốc thuê bao [11], ước lượng kết hợp cho kênh truyền pha MAC pha BC trạm gốc thuê bao [12] Tuy nhiên, phương pháp đòi hỏi phản hồi kênh truyền ước lượng từ trạm chuyển tiếp trạm gốc thuê bao để khơi phục lại tín hiệu ban đầu Để tránh phản hồi này, phương pháp ước lượng kết hợp thứ hai phát triển cho hệ thống OFDM sử dụng TWR với kênh truyền có tính thuận nghịch [9], [10] Từ khóa— ước lượng kênh truyền; SC-FDMA; trạm chuyển tiếp hai chiều; BER; MSE; pilot I GIỚI THIỆU Truyền thông thông tin đa chặng sử dụng trạm chuyển tiếp nghiên cứu cách mạnh mẽ khả mở rộng vùng phủ sóng độ tin cậy cao với chi phí thấp [1] Tuy nhiên, việc thêm pha chuyển tiếp làm giảm hiệu sử dụng phổ Bằng cách sử dụng kỹ thuật mã hóa mạng tương tự (Analog Network Coding - ANC), việc trao đổi liệu thực hai pha [2], hiệu sử dụng phổ cải thiện trạm chuyển tiếp hai chiều (Two-way Relay - TWR) Trong trạm gốc thuê bao truyền đồng thời tín hiệu pha gọi pha đa truy cập (Multiple Acess Channel - MAC) Trong pha thứ hai gọi pha quảng bá (Broadcast Channel - BC), tín hiệu nhận trạm chuyển tiếp khuếch đại truyền Bộ khử nhiễu tự giao thoa (Self-Interference Cancelation - SIC) trạm gốc thuê bao dùng để khơi phục lại tín hiệu mong muốn Để ước lượng kênh truyền, tín hiệu chuẩn chèn vào tín hiệu truyền với liệu gọi tín hiệu pilot Tín hiệu chuẩn sử dụng hệ thống đường lên LTE tạo từ chuỗi Zadoff-Chu (ZC) số ưu điểm [5] Trong hệ thống SC-FDMA, tín hiệu pilot dùng cho việc ước lượng chèn vào tất sóng mang khả dụng theo chu kỳ miền thời gian, gọi xếp tín hiệu pilot kiểu khối (Blocktype Pilot Symbols Arrangement - BTPA) [13] Sự khác cách chèn pilot đường lên LTE BTPA thơng thường tín hiệu pilot hệ thống đường lên LTE chèn vào ký tự (ký tự thứ tư) khe thời gian (gồm ký tự) Trong Trong hai xu thế hệ di động 4G (WiMax LTE) LTE tỏ có tiềm lợi tốc độ khả hỗ trợ di động cho thiết bị đầu cuối 3GPP (3rd Generation Partnership Project) sử dụng SC-FDMA cho đường lên OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access) cho đường xuống LTE [3] Trong SC-FDMA hứa hẹn kỹ ISBN: 978-604-67-0349-5 450 Hội thảo quốc gia 2014 Điện tử, Truyền thông Công nghệ thơng tin (ECIT2014) Hình Mơ hình hệ thống mạng TWR Hình Sơ đồ khối hệ thống SC-FDMA nghiên cứu trước đây, việc ước lượng kênh truyền dựa mẫu pilot hệ thống SC-FDMA tìm hiểu Việc ước lượng thực miền tần số đơn giản cách tính toán [14] Với kênh truyền biến đổi nhanh, ước lượng kênh truyền kết hợp lọc Kalman cho hiệu cao lại phức tạp [15] khơng giải mã tín hiệu kiểu Giải mã - Chuyển tiếp (Decode and Forward - DF) [1] Ta giả sử đường truyền trực tiếp BS MS Thơng tin trao đổi thực hai pha Trong pha gọi pha MAC, BS MS truyền liệu đồng thời đến R Trong pha thứ hai gọi pha BC, trạm chuyển tiếp R khuếch đại phát lại tín hiệu nhận pha lại BS MS Một nhận tín hiệu từ trạm chuyển tiếp, BS MS thực việc ước lượng kênh truyền sau khơi phục lại liệu cần thiết Trong này, khảo sát số phương pháp ước lượng sở BTPA thuê bao cho hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều dựa kỹ thuật ANC Ở ta giả sử kênh truyền có tính thuận nghịch, cải thiện hiệu suất mạng TWR [16] Để ước lượng kênh truyền, sử dụng phương pháp bình phương nhỏ (Least Square - LS) miền thời gian (Time Domain - TD), miền tần số (Frequency Domain - FD) miền liệu (Data Domain - DD) Trong đầu thu SC-FDMA, tín hiệu sau IDFT (Invert Discrete Fourier Transform) tín hiệu QAM (Quadrature Amplitude Modulation) ta gọi miền miền liệu Thêm vào đó, miền tần số, ta sử dụng phương pháp ước lượng tối thiểu hóa trung bình bình phương lỗi (Minimum Mean Square Error - MMSE) phương pháp cải thiện chất lượng phương pháp LS tỉ số tín hiệu nhiễu (Signal to Noise Ratio - SNR) thấp Sau ước lượng kênh truyền, việc khôi phục lại liệu ban đầu thực Giả sử kênh truyền BS R, MS R có tính thuận nghịch không thay đổi hai pha truyền liệu Đáp ứng xung rời rạc kênh truyền (Channel Impulse Response - CIR) miền thời gian T cho hi = [hi (0) hi (1) hi (Li − 1)] , với T [·] ma trận chuyển vị [·], Li số đường kênh đa đường hi,l độ lợi pha đinh đường thứ l Cơng suất phát trung bình BS, MS R tương ứng P1 , P2 Pr Ta sử dụng mơ hình tín hiệu SC-FDMA với N sóng mang Sơ đồ khối hệ thống SC-FDMA cho Hình Tín hiệu sau điều chế chuyển thành luồng song song Sau DFT M điểm, liệu đưa qua xếp sóng mang sau đưa lên sóng mang Trước truyền đi, liệu chèn thêm tiền tố vòng (Cyclic Prefix - CP) Cuối cùng, liệu truyền sau chuyển từ số sang tương tự (Digital to Analogue Conversion - DAC) xử lý cao tần (Radio Frequency - RF) Cấu trúc báo gồm phần Trong phần II giới thiệu mô hình hệ thống SC-FDMA sử dụng TWR dựa kỹ thuật ANC Các kỹ thuật ước lượng tìm hiểu phần III Kết đánh giá phương pháp ước lượng đưa thông qua kết mô phần IV Cuối cùng, phần V phần kết luận báo II Giả sử vector liệu sau điều chế T xi,d = [xi,d (0) xi,d (1) xi,d (M − 1)] Tín hiệu T chuẩn xi,p = [xi,p (0) xi,p (1) xi,p (M − 1)] dùng để ước lượng kênh truyền LTE tạo từ chuỗi ZC có dạng xi,p (m) = ejφm với φm xác định [5]  2πr m2   + qm , M chan − M φm = (1) 2πr m(m + 1)   + qm , M le − M MƠ HÌNH HỆ THỐNG Xét mạng TWR cho Hình với trạm gốc BS (Base Station) thuê bao MS (Mobile Station) trao đổi liệu với thông qua trạm chuyển tiếp R (Relay) BS, R MS trang bị với anten Ở ta sử dụng trạm chuyển tiếp kiểu Khuếch đại - Chuyển tiếp (Amplify and Forward - AF), trạm chuyển tiếp R đơn giản khuếch đại dạng sóng tín hiệu tương tự nhận chuyển tiếp ISBN: 978-604-67-0349-5 ≤ m ≤ M − 1, q số nguyên dương r số nguyên dương nguyên tố 451 Hội thảo quốc gia 2014 Điện tử, Truyền thông Công nghệ thông tin (ECIT2014) với M , i = ứng với trạm gốc BS i = ứng với thuê bao MS Chuyển tín hiệu từ miền thời gian sang miền tần số Xi (κ) = √ M M −1 xi,p (m) e−j2πmκ/M (2) m=0 với κ = 0, 1, , M Sau chuyển sang miền tần số, Xi (κ) điều chế lên sóng mang thứ k Xi (k) = Xi (κ) , k = ΓM (κ) 0, k = ΓM (κ) Hình Ước lượng miền đầu thu hệ thống SC-FDMA (3) với k = 0, 1, , N ΓM tập số điều chế sóng mang có M phần tử, gồm phần tử số liên tiếp kiểu xếp sóng mang tập trung, số khơng liên tiếp kiểu xếp phân tán Sau đó, tất tín hiệu sau xếp sóng mang chuyển miền thời gian IFFT (Invert Fast Fourier Transform) N điểm xi (n) = √ N N × N có cột ˜im = hT h ˜ im ) im 1×(N −L (4) k=0 yr = Ω1 x1 + Ω2 x2 + zr III (5) A Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ miền thời gian (Time Domain Least Square Channel Estimation - TDLS) Bởi ma trận Ωi Ωi Ωi Ωj ma trận vịng, phương trình (6) viết lại [17] yi =α ψ ii ψ ij Li −1 =αψ i hi + ˜zi ma trận hiệp phương hii + αΩi zr + zi hij (9) ψ i = ψ ii ψ ij với ψ im ma trận vịng ˜ im có xm cột đầu tiên, hi = hT hT T biểu N ×L ii ij thị ma trận kênh đa hợp ˜zi = αΩi zr + zi Thành phần hii thành phần thứ hai hij hai yếu tố cần thiết để khơi phục lại tín hiệu ban đầu Tín hiệu nhận miền thời gian BS MS pha BC (6) (i, j) ∈ {(1, 2) , (2, 1)} , zi vector nhiễu nhiệt BS MS Chú ý Ωi Ωm ma trận vòng ISBN: 978-604-67-0349-5 CÁC PHƯƠNG PHÁP ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN DỰA TRÊN MẪU PILOT Ở phần ta tập trung nghiên cứu số phương pháp ước lượng dựa tín hiệu chuẩn Việc ước lượng kênh truyền thực miền thời gian, miền tần số miền liệu Hình T yi = αΩi Ωi xi + αΩi Ωj xj + αΩi zr + zi (8) ˜ im − m = i, j với l = 0, 1, , L hTi 01×(N −Li ) cột [17], zr vector nhiễu nhiệt trạm chuyển tiếp R có var (zr ) = σz2 , 0b biểu thị ma trận zero có kích thước a × b Hệ số khuếch đại Relay để công suất phát Relay Pr : α = Li −1 Pr [17] Trong β = σh2 i (l) i β1 P1 + β2 P2 + σz2 l=0 sai kênh truyền (7) l =max(0,l−Li +1) ˜i = Ωi ma trận vịng N × N có h l=0 hi (l − l ) hm (l ) him (l) = Tín hiệu nhận trạm chuyển tiếp R pha MAC sau loại bỏ CP σh2 i (l) ˜m h min(l,Lm −1) Tín hiệu chuẩn xi,p = T [xi,p (0) xi,p (1) xi,p (N − 1)] biết trước BS, MS Tín hiệu cần truyền tín hiệu chuẩn có liên hệ với cơng suất phát x1 = N P1 x2 = N P2 [17] Trong · biểu thị chuẩn Frobenius ma trận Để tránh nhiễu liên ký tự (Inter Symbol Interference - ISI), ta thực chèn CP ˜xi = T [xi (N − G) xi (N − 1) xi (0) xi (N − 1)] Thông thường, ta chọn độ dài CP G ≥ max (L1 , L2 ) để ISI loại bỏ hoàn toàn với i = 1, ˜i =h với m = i, j ký hiệu ma trận chập vòng, ˜ im = Li +Lm −1 biểu thị vector him có độ dài L ˜i h ˜m Phần phần tử khác phép chập vòng h tử thứ l him cho N −1 Xi (k) ej2πnk/N T Phương pháp ước lượng theo tiêu chuẩn LS tìm ước 452 Hội thảo quốc gia 2014 Điện tử, Truyền thông Công nghệ thông tin (ECIT2014) ˆi hi để tối thiểu hóa giá trị lượng h ˆ ˆi ) = y − αψ h J(h i i i Đối với khối mà tín hiệu pilot chèn vào sóng mang thời điểm, ước lượng LS miền tần số lấy đơn giản cách chia biến đổi Fourier tín hiệu nhận cho tín hiệu pilot [18] ˆi = yi − αψ i h H ˆi yi − αψ i h C Phương pháp ước lượng tối thiểu hóa trung bình bình phương lỗi (Minimum Mean Square Error Channel Estimation - MMSE) ˆ iLS = α−1 Ψ−1 Yi ˜ i Sử Xét ước lượng LS: H H i dụng hàm trọng lượng W, xác định ước lượng theo tiêu ˆ i WH ˜ i Trung bình bình phương lỗi chuẩn MMSE H (Mean Square Error - MSE) phương pháp FDMMSE cho [18] H H H ˆ ˆ =yH i yi − αyi ψ i hi − αhi ψ i yi ˆ ˆH ψ H ψ h +α2 h i i i i (10) ˆi ) theo h ˆi Cho đạo hàm J(h ˆi ) ∂J(h H ∗ ˆ ∗ = −2α(ψ H i yi ) + 2α (ψ i ψ i hi ) = (11) ˆi h ∗ với (·) ma trận liên hợp phức (·) Giải ta H ˆ αψ H i ψ i hi = ψ i yi ˆ i) = E J(H −1 H với [·] ψH i yi H B Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ miền tần số (Frequency Domain Least Square Channel Estimation - FDLS) ˜ E eH i (13) i T W = RHi H˜ i R−1 ˜ H ˜ H i tương ứng vector tín hiệu thu, Fhi = vector nhiễu đáp ứng kênh truyền miền  vector 0(N −1)  ··· WN WN00   tần số, F =   ma ··· Hi Hi (N −1)(N −1) =E trận FFT với WNnk = √ e−j2π(n/N )k N Phương trình (13) viết lại dạng ma trận ˆ iLS = H ISBN: 978-604-67-0349-5 =α ˜ Hi + α−1 Ψ−1 i Zi H (20) RHi H˜ i ma trận tương quan chéo kênh truyền thực tế kênh truyền ước lượng miền thời gian ˜ i , ta Do giả sử Ψi không tương quan với Z RH˜ i H˜ i =E Hi HH i ˜ iZ ˜ H E (Ψi ΨH )−1 +α−2 E Z i i Sử dụng tiêu chuẩn LS, phương pháp FDLS cho Ψ−1 i Yi ˜ Hi + α−1 Ψ−1 i Zi H (14) −1 i −1 H ˜ ˜ = E Hi HH + α−2 E Ψ−1 i i Zi Zi (Ψi ) với Ψi = [diag (Ψij ) diag (Ψii )] Ψim = T [Ψim (0) Ψim (1) Ψim (M − 1)] = Fxm vector FFT tín hiệu phát −1 H (αΨH Ψi Yi i Ψi ) (19) i ˜ i cho với RH˜i H˜ i ma trận tự tương quan H ˜ iH ˜H R˜ ˜ = E H WN ˜i Yi = αΨi Hi + Z i Giải phương trình (17), ta W T (N −1)0 (17) RAB ma trận tương quan chéo ma trận ˜ i ước lượng FDLS A B, RAB = E ABH H cho ˜ i = α−1 Ψ−1 Yi = Hi + α−1 Ψ−1 Z ˜i H (18) Yi = Fyi = [Yi (0) Yi (1) Yi (M − 1)] , T ˜ i = F˜zi = Z˜i (0) Z˜i (1) Z˜i (M − 1) , Hi = Z WN (16) ˜i H ˜H Hi − WH i =RHi H˜ i − WRH˜ i H˜ i = H HTij ˜ iH ˜H ˜ H − WE H =E Hi H i i Yi = Fyi =F(αψ i hi + ˜zi ) HTii ˆi Hi − H ˆ i )H ˜H =E (Hi − H i =E Sử dụng FFT (Fast Fourier Transform) cho phương trình (9) giải điều chế sóng mang, chuyển tín hiệu thu sang miền tần số i =E Phương pháp ước lượng kênh truyền FDMMSE tìm giá trị ước lượng thơng qua W cho MSE phương trình (36) nhỏ Sử dụng định lý trực giao cho ˆ i H ˜ i trực giao ước lượng tuyến tính với e = Hi − H với [18] (12) ma trận Hermitian [·] =αFψ i F Fhi + F˜zi ˜i =αFψ FH Hi + Z với E {·} giá trị trung bình Phương pháp ước lượng TDLS cho ˆiLS = αψ H ψ h i i e =RHi Hi + α−2 RZ˜ i Z˜ i E | (15) 453 | xi (21) Hội thảo quốc gia 2014 Điện tử, Truyền thông Công nghệ thông tin (ECIT2014) Ma trận tự tương quan RZ˜ i Z˜ i cho ˜ iZ ˜H RZ˜ i Z˜ i = E Z i = σn2 α2 βi + I với I ma trận đơn vị Thay SN R = γ = E |xi |2 E | | xi D Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ với cửa sổ miền tần số (Frequency Domain Least Square Channel Estimation with Rectangule Windowing - FDLSRW) (22) E |xi |2 σn2 Khi sử dụng ước lượng kênh truyền miền tần số, kết ước lượng bị ảnh hưởng nhiễu AWGN Chính lý này, phương pháp FDLS có hiệu thấp phương pháp FDMMSE đơn giản nhiều việc tính tốn khơng cần biết điều kiện kênh truyền phương pháp MMSE Phương pháp FDLSRW đưa để giảm ảnh hưởng nhiễu SNR thấp Sử dụng phương pháp FDLS, dùng cửa sổ hình chữ nhật di chuyển để làm phẳng đáp ứng kênh truyền miền tần số khoảng cửa sổ, từ giảm ảnh hưởng nhiễu [14] Phương pháp FDLSRW biểu diễn dạng toán học số phụ thuộc kiểu điều chế ˜ i = R ˜ R−1 H ˜i ˆ i =WH H ˜ H ˜ Hi Hi H i =RHi H˜ i RHi Hi i γ + βi + α−2 I SN R −1 ˜i H (23) RHi Hi RHi H˜ i tính [18] k+[R/2] RHi Hi = RHi H˜ i =E {hk,l h∗k l } =E ˜∗ hk,l h k l ˆ iLSW (k) = H =rf [k − k ]rt [l − l ] 1 + j2πτrms k∆f δ (i) k−[R/2]+1 k = 0, 1, , M − 1, R chiều dài cửa sổ, 1, i ≥ δ (i) định nghĩa δ (i) = Phương 0, i < pháp thực cách di chuyển cửa sổ để lấy giá trị trung bình cho phần tử đáp ứng kênh truyền miền tần số sau ước lượng phương pháp FDLS Hình mơ tả ngun lý phương pháp FDLSRW Phương pháp dự kiến có hiệu tốt phương pháp FDLS SNR thấp giảm ảnh hưởng nhiễu tốt (25) khoảng cách sóng mang cho khoảng Tsub FFT, τrms trung bình bình phương trải trễ [18] với ∆f = τrms = k P (τk ) τk2 P (τk )  − k P (τk ) τk 2 P (τk )  k Một vấn đề phải quan tâm phương pháp chiều dài cửa sổ sử dụng Chiều dài cửa sổ chọn phải phù hợp với băng thông liên kết [18] Băng thông liên kết tốc độ biến đổi trung bình kênh truyền sóng mang Trong khoảng băng thơng liên kết, xem kênh truyền phẳng Băng thông liên kết quan hệ với trung bình bình phương trải trễ sau [18] (26) k với P (τk ) công suất thời điểm trải trễ τk Trong kênh pha đinh với trải trễ Doppler tần số fmax , tương quan miền thời gian cho rt [l] = J0 (2πfmax lTsym ) (27) Bc ≈ với Tsym = Tsub + TG , Tsub khoảng cách sóng mang, TG khoảng bảo vệ, J0 (x) hàm Bessel bậc loại 1, rt (0) = J0 (0) = Ta có mẫu SC-FDMA, tương quan miền thời gian ma trận đơn vị [18] 50τrms (29) Nếu chọn chiều dài cửa sổ có độ dài lớn chống nhiễu tốt hơn, nhiên độ dài lớn băng thơng liên kết kênh truyền đáp ứng kênh truyền đạt sau phương pháp FDLSRW bị thay đổi nhiều dẫn đến lỗi sau ước lượng làm tăng tỉ lệ lỗi bit (Bit Error Rate - BER) hệ thống Thông thường, để tối ưu cho phương pháp này, ta chọn chiều dài cửa sổ lớn SNR thấp chiều dài cửa sổ bé SNR cao Tuy nhiên, cách khó thực cho nhiều người dùng, người dùng chiếm vài sóng mang nên giảm hiệu việc chống nhiễu Kỹ thuật ước lượng FDMMSE có hiệu tốt so với kỹ thuật FDLS, đặc biệt SNR thấp Kỹ thuật ước lượng MMSE giả sử biết tương quan kênh truyền nhiễu nên loại bỏ ảnh hưởng kênh truyền nhiễu tốt lại phức tạp việc tính tốn ISBN: 978-604-67-0349-5 (28) k+[R/2] (24) k số sóng mang miền tần số, l số kí hiệu miền thời gian Trong kênh đa đường suy hao theo hàm mũ, tương quan miền tần số cho rf [k] = ˆ LS (i) δ (i) H k−[R/2]+1 454 Hội thảo quốc gia 2014 Điện tử, Truyền thông Cơng nghệ thơng tin (ECIT2014) Bảng I THƠNG SỐ MƠ PHỎNG HỆ THỐNG Thơng số Hình Di chuyển cửa sổ với chiều dài không đổi E Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ với lọc thơng thấp miền tần số (Frequency Domain Least Square Channel Estimation with Lowpass Filtering - FDLSLP) N −1 ˆ iLS (n) e H ˆ i (m) = G − jπnm N 20 Tốc độ lấy mẫu 5MHz HM ii T HM ij T T ΨM im H ΨM i −1 ΨM i H YM i (33) KẾT QUẢ MÔ PHỎNG j3πm2 64 (34) với m = 0, 1, , 63 Ta chọn kênh truyền trạm gốc BS trạm chuyển tiếp R có dạng suy hao theo hàm mũ với − e−ai −ai l σh2 i (l) = e (35) − e−ai Li với l = 0, 1, , Li − 1, ta chọn L1 = 10 β1 = Kênh truyền trạm = Li − chuyển tiếp R thuê bao MS mơ hình kênh ITU PedA với L2 = [20] Để kiểm tra lại hiệu phương pháp ước lượng khảo sát trên, kết mô chia làm hai phần Trong phần đầu tiên, ta so sánh hiệu phương pháp ước lượng thông qua MSE Trong phần thứ hai, ta so sánh BER hệ thống sử dụng phương pháp ước lượng với nội suy theo kiểu khối (Block Interpolation - BI) (32) [·]M biểu thị ma trận miền T liệu, YM = YiM (0) YiM (1) YiM (M − 1) i M ˜ ma trận tín hiệu thu, Z = ISBN: 978-604-67-0349-5 Dạng khối Độ dài CP xi,p (m) = exp − Tín hiệu sau IDFT liệu QAM nên gọi miền liệu ước lượng kênh truyền miền Trong miền liệu, tín hiệu nhận sau IDFT i ma Chuỗi Zadoff-Chu Trong phần ta đưa kết mô phương pháp ước lượng kênh truyền cho hệ thống SCFDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều Ta khảo sát việc ước lượng thuê bao MS, việc ước lượng trạm gốc cho kết tương tự Giả sử công suất phát BS, MS R P1 = P2 = Pr Sử dụng hệ thống SC-FDMA với thông số cho Bảng I Ta sử dụng chuỗi Zadoff-Chu cho việc ước lượng với q = r = 3, tín hiệu chuẩn có dạng F Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ miền liệu (Data Domain Least Square Channel Estimation - DDLS) Chuỗi pilot Kiểu xếp pilot IV (31) fc tần số cắt lọc Sau đó, thực ˜ i (m) miền tần số IDFT, thu biến đổi G hàm truyền kênh truyền Phương pháp có hiệu thấp so với phương pháp sử dụng cửa sổ T QPSK IFDMA Các phương pháp ước lượng miền phức tạp Tuy vậy, phương pháp DDLS có hiệu giống phương pháp FDLS 0, fc ≤ m ≤ N − fc − ˆ i (m) , cac truong hop lai G ZiM (0) ZiM (1) ZiM (M − 1) Kiểu điều chế Kiểu xếp sóng mang ˆ M = α ΨM H iLS i m số miền biến đổi Thành phần ˆ i (m) nằm tần số thấp nhiễu nằm tín hiệu G tần số thấp lẫn tần số cao Bộ lọc thơng thấp thực đơn giản cách cho giá trị vùng tần số cao M 128 Sử dụng tiêu chuẩn LS cho ước lượng kênh truyền miền liệu (30) M M ˜ YM i = αΨi Hi + Zi 64 Kích thước IFFT/FFT M M ma trận kênh truyền, ΨM với i = Ψii Ψij M ma trận vịng M × M có xm cột n=0 ˜ i (m) = G Số sóng mang khả dụng nhiễu sau IDFT, HM = i Có cách khác để loại bỏ ảnh hưởng nhiễu ước lượng Có thể thấy đáp ứng kênh truyền miền tần số Hi (n) biến đổi tương đối chậm, từ ta sử dụng lọc thông thấp để loại bỏ ảnh hưởng nhiễu cho phương pháp ước lượng [19] Ở ta ˆ iLS sau sử dụng phương pháp FDLS để ước lượng H sử dụng lọc thơng thấp để cải thiện hiệu cho phương pháp Một chuỗi miền biến đổi chuỗi phổ miền tần số ˆ iLS (n) kênh truyền Hàm truyền ước lượng H miền biến đổi cho SC-FDMA Đặc tính trận 455 Hội thảo quốc gia 2014 Điện tử, Truyền thông Công nghệ thông tin (ECIT2014) MSE cua cac phuong phap uoc luong cho kenh truyen da hop tu BS qua R den MS 10 h21 TDLS H21 FDLS H21 FDMMSE H21 FDLSRW7 H21 FDLSRW11 H21 FDLSLP 10 H21 DDLS MSE cua cac phuong phap uoc luong cho kenh truyen da hop tu MS qua R den MS 10 h22 TDLS H22 FDLS H22 FDMMSE H22 FDLSRW7 H22 FDLSRW11 H22 FDLSLP 10 H22 DDLS 0 MSE 10 MSE 10 −1 −1 10 10 −2 −2 10 10 −3 10 −10 −3 −5 10 SNR (dB) 15 20 25 10 −10 30 −5 10 SNR (dB) 15 20 25 30 Hình MSE phương pháp ước lượng kênh truyền chiều dài nhỏ để có hiệu tốt A MSE MSE cho [21] M SE = E B BER ˆi Θi − Θ (36) Để khảo sát hiệu phương pháp ước lượng cho hệ thống SC-FDMA sử dụng TWR theo thông số BER, ta tạo chuỗi bit liệu BS MS Sau xử lý chuỗi bit theo sơ đồ khối phía phát hệ thống SC-FDMA Hình Tín hiệu phát từ BS MS qua kênh truyền đến R pha đầu tiên, pha thứ hai R khuếch đại tín hiệu nhận phát lại cho BS MS Ở BS MS tiến hành xử lý tín hiệu thu theo sơ đồ khối phía thu hệ thống SC-FDMA Hình 2, kết hợp với phương pháp ước lượng cân kênh truyền để tạo lại chuỗi bit Việc cân kênh thực miền ước lượng kênh Nguyên lý cân kênh truyền thực miền Từ phương trình (9) ta xét cân kênh miền thời gian ˆ i đáp ứng kênh truyền có sau ước với Θ lượng Θi đáp ứng kênh truyền thực tế MSE phương pháp ước lượng cho Hình Ta thấy MSE phương pháp TDLS tốt miền thời gian, giả sử biết độ dài đáp ứng xung kênh truyền nên cho kết ước lượng tốt Tiếp đến MSE FDMMSE Tuy MSE FDMMSE không tốt TDLS bé phương pháp FDLS SNR thấp SNR cao hai phương pháp tương đương nhau, nguyên nhân ước lượng MMSE, giả sử tương quan chéo kênh truyền gốc sau ước lượng, tương quan nhiễu biết Phương pháp FDLS DDLS có kết hiệu ước lượng hai miền tương đương nhau, khác IDFT FDLS có MSE tương đối cao dùng phương pháp FDLSLP FDLSRW để cải thiện MSE SNR thấp SNR cao hiệu phương pháp thấp kênh truyền ước lượng bị san phẳng MSE FDLSRW có chiều dài cửa sổ 11 thấp FDLSRW có chiều dài cửa sổ SNR thấp, cửa sổ lớn loại bỏ ảnh hưởng nhiễu tốt Nhưng SNR cao, MSE FDLSRW có chiều dài cửa sổ lại thấp so sới chiều dài cửa sổ 11 cửa sổ có chiều dài 11 lớn băng thơng kết hợp làm tăng giao thoa Do SNR thấp ta chọn cửa sổ có chiều dài lớn SNR cao chọn cửa sổ có ISBN: 978-604-67-0349-5 ˆ =h ˆ−1 α−1 y − h ˆii h ˆ−1 ψ ψ ij ii ij ij i (37) Sau so sánh chuỗi bit tạo chuỗi bit ban đầu, ta tính BER cho phương pháp ước lượng Qua Hình thấy hiệu phương pháp thể rõ xét MSE Phương pháp TDLS có BER tốt Phương pháp FDMMSE có BER xấp xỉ phương pháp TDLS phương pháp biết tương quan chéo kênh truyền phân bố nhiễu Phương pháp FDLSRW có BER tương tự FDMMSE thấp phương pháp FDLS SNR thấp triệt nhiễu tốt Tuy nhiên SNR cao hiệu phương pháp giảm rõ rệt Độ dài cửa 456 Hội thảo quốc gia 2014 Điện tử, Truyền thông Công nghệ thông tin (ECIT2014) BER cua he thong SC−FDMA su dung TWR voi cac phuong phap uoc luong [5] 10 −1 [6] −2 [7] 10 BER 10 −3 10 [8] Khong co uoc luong TDLS FDLS FDMMSE FDLSRW7 FDLSRW11 −4 10 −5 10 10 [9] 15 SNR (dB) 20 25 30 [10] Hình BER phương pháp ước lượng kênh truyền [11] sổ phương pháp FDLSRW ảnh hưởng nhiều đến kết BER SNR cao Có thể thấy xấp xỉ SNR thấp, độ dài cửa sổ 11 tốt SNR cao ngược lại Phương pháp FDLS có hiệu tương đối đơn giản tính tốn V [12] [13] KẾT LUẬN [14] Hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều tận dụng ưu điểm hệ thống LTE thông tin đa chặng, nhiên chất lượng hệ thống cần cải thiện nhằm cung cấp cho người dùng dịch vụ tin cậy, tốc độ cao Trong báo này, khảo sát số phương pháp ước lượng kênh truyền dựa mẫu pilot nhằm tăng chất lượng hệ thống môi trường pha đinh đa đường Việc ước lượng thực miền thời gian, miền tần số miền liệu Trong việc thực miền thời gian cho hiệu tốt lại có độ phức tạp cao miền khác, miền tần số đơn giản cho hiệu miền liệu Tùy thuộc vào yêu cầu chất lượng, độ phức tạp mà ta sử dụng linh động phương pháp để tăng chất lượng hệ thống [15] [16] [17] [18] [19] [20] TÀI LIỆU [1] [2] [3] [4] THAM KHẢO S Berger, M Kuhn, A Wittneben, “Recent Advances in Amplifyand-Forward Two-hop Relaying,” IEEE Comm Mag., pp 50–56, 2009 B Rankov, A Wittneben, “Spectral Efficient Protocols for Halfduplex Fading Relay Channels,” IEEE J Select Areas Comm., pp 379–389, 2007 Harri Holma, Antti Toskala, “LTE for UMTS – OFDMA and SC-FDMA Based Radio Access,” John Wiley and Sons Pte Ltd, 2009 IXIA, “SC-FDMA: Single Carrier FDMA in LTE,” IXIA White Paper, November 2009 ISBN: 978-604-67-0349-5 [21] 457 Hyung G.Myung, David J.Goodman, “Single Carrier FDMA: A New Air Interface for Long Term Evolution,” John Wiley and Sons Pte Ltd, 2008 C Ho, R Zhang, YC Liang, “Two-way Relaying over OFDM: Optimized Tone Permutation and Power Allocation,” inProc IEEE Int Conf Comm (ICC), Beijing, China, May 2008 Z Li, X Xia, B Li, “Achieving Full Diversity and Fast ML Decoding via Simple Analog Network Coding for Asynchronous Two-way Relay Networks,” IEEE Trans Comm., pp 3672–3671, 2009 F Gao, R Zhang, YC Liang, “Optimal Channel Estimation and Training Design for Two-way Relay Networks,” IEEE Trans Comm., pp 3024–3033, 2009 W Yang, Y Cai, J Hu, “Channel Estimation for Two-way Relay OFDM Networks,” EURASIP J Wireless Comm Network, pp 1–6, 2010 G Wang, F Gao, Y Wu, C Tellambura, “Joint CFO and Channel Estimation for OFDM-based Two-way Relay Networks,” IEEE Trans Wireless Comm., pp 456465, 2011 H Gacanin, T Sjăodin, F Adachi, On Channel Estimation for Analog Network Coding in a Frequency-selective Fading Channel,” IEEE EURASIP J Wireless Comm Network, pp 1–12, 2011 I Prodan, T Obara, F Adachi, H Gacanin, “Performance of Pilotassisted Channel Estimation without Feedback for Broadband ANC Systems using OFDM Access,” EURASIP J Wireless Comm Netw., pp 1–21, 2012 3GPP TS 36.211 version 11.4.0 Release 11, “LTE; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical Channels and Modulation,” 2013-10 S C Huang, J C Lin and K P Chou, “Novel Channel Estimation Techniques on SC-FDMA Uplink Transmissions,” Proc IEEE Vehicular Technology Conf., 2010 Bahattin Karakaya, Hăuseyin Arslan, Hakan Ali Cárpan, “Channel Estimation for LTE Uplink in High Doppler Spread,” Wireless Communications and Networking Conference, IEEE, pp 1126-1130, 2008 KJ Lee, IK Lee, “Achievable Rate Regions for Two-way MIMO AF Multiple-relay Channels,” Proc IEEE Veh Technol Conf (VTC-Spring) Budapest, Hungary, May 2011 Minh Tam Tran, JinSooWang, Iickho Song and Yun Hee Kim, “Channel Estimation and Optimal Training with the LMMSE Criterion for OFDM-based Two-way Relay Networks,” EURASIP Journal on Wireless Communications and Networking 2013, 2013 Yong Soo Cho, Jaekwon Kim, Won Young Yang, Chung-Gu Kang, “MIMO OFDM Wireless Communications with MATLAB,” IEEE Press - John Wiley and Sons Pte Ltd, 2010 Moussa Diallo, Rodrigue Rabineau, Laurent Cariou and Maryline Hélard, “Transform Domain Based Channel Estimation for 3GPP/LTE Systems,” InTech, September 2010 3GPP TS 25.104 version 11.6.0 Release 11, “Universal Mobile Telecommunications System (UMTS); Base Station (BS) Radio Transmission and Reception (FDD),” 2013-07 John G Proakis, “Digital Communications 4th ed,” McGraw Hill, 2000  ... liệu ước lượng kênh truyền miền Trong miền liệu, tín hiệu nhận sau IDFT i ma Chuỗi Zadoff-Chu Trong phần ta đưa kết mô phương pháp ước lượng kênh truyền cho hệ thống SCFDMA sử dụng trạm chuyển tiếp. .. lại liệu cần thiết Trong này, khảo sát số phương pháp ước lượng sở BTPA thuê bao cho hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều dựa kỹ thuật ANC Ở ta giả sử kênh truyền có tính thuận... tính toán V [12] [13] KẾT LUẬN [14] Hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều tận dụng ưu điểm hệ thống LTE thông tin đa chặng, nhiên chất lượng hệ thống cần cải thiện nhằm cung cấp cho