Tóm tắt luận án Tiến sĩ Kỹ thuật: Điều khiển thích nghi hệ truyền động động cơ không đồng bộ sáu pha

Luận án với mục tiêu xây dựng cấu trúc điều khiển và ước lượng tốc độ mới cho điều khiển vector không cảm biến hệ truyền động SPIM dựa trên điều khiển thích nghi, các kỹ thuật điều khiển phi tuyến và điều khiển thông minh. Nhằm nâng cao chất lượng điều khiển của hệ truyền động SPIM, giảm điện áp common mode cho SPIM cũng được phát triển để nâng cao hơn nữa chất lượng hệ thống truyền động.

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO - BỘ GIAO THÔNG VẬN TẢI TRƯỜNG ĐẠI HỌC GIAO THÔNG VẬN TẢI TP HỒ CHÍ MINH PHẠM THÚY NGỌC ĐIỀU KHIỂN THÍCH NGHI HỆ TRUYỀN ĐỘNG ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ SÁU PHA Chuyên ngành: Kỹ thuật điều khiển tự động hoá Mã số: 9520216 TÓM TẮT LUẬN ÁN TIẾN SĨ KỸ THUẬT TP HỒ CHÍ MINH- 2019 Cơng trình hồn thành Trường Đại học Giao Thông Vận Tải Thành Phố Hồ Chí Minh Người hướng dẫn khoa học 1: PGS.TS Nguyễn Hữu Khương Người hướng dẫn khoa học 2: TS Trần Thanh Vũ Phản biện 1: Phản biện 2: Phản biện 3: Luận án bảo vệ trước Hội đồng chấm luận án cấp trường tại: Trường Đại học Giao Thơng Vận Tải Thành Phố Hồ Chí Minh Có thể tìm hiều luận án thư viện: - Thư viện Trường Đại học Giao Thông Vận Tải Thành Phố Hồ Chí Minh MỞ ĐẦU Giới thiệu tổng quan Trong vài thập kỷ qua, để đáp ứng yêu cầu ngày cao hệ thống truyền động điện sử dụng động AC như: cải thiện hiệu suất điều khiển, hiệu sử dụng lượng, vận hành an toàn, gia tăng khả chịu cố hệ thống,…các nhà khoa học nghiên cứu để kiểm soát động AC từ nhiều hướng tiếp cận khác Trong đó, có hai hướng tiếp cận thường tập trung nghiên cứu nhiều là: Cách tiếp cận thứ từ phần cứng linh kiện bán dẫn, cấu trúc biến tần (biến tần đa bậc) gia tăng số pha động (động nhiều pha) Cách tiếp cận thứ hai phát triển kỹ thuật điều khiển Với phát triển nhanh chóng cơng nghệ vi xử lý điều khiển kỹ thuật số DSP,…các thiết bị có tốc độ khả tính tốn ngày cao góp phần quan trọng cho phép nhà khoa học phát triển giải thuật điều khiển phức tạp mang lại chất lượng điều khiển tốt hơn, tin cậy hệ truyền động sử dụng động AC Trong hướng tiếp cận thứ nhất, động nhiều pha tập trung nghiên cứu phát triển thập kỷ gần ưu điểm vượt trội, độ tin cậy cao tổng thể toàn hệ thống so với động ba pha truyền thống Trong số động nhiều pha tập trung nghiên cứu, động không đồng sáu pha (SPIM) loại động nhiều pha phổ biến Với hướng tiếp cận thứ hai nghiên cứu phát triển kỹ thuật điều khiển hệ truyền động SPIM có số vấn đề tồn tại: Vấn đề thứ gặp phải liên quan đến dịng khơng cân hai dây ba pha (vấn đề giải hiệu [28]) Vấn đề thứ liên quan đến điện áp common mode: Một số giải pháp thực tế sử dụng cuộn kháng lọc dòng common mode mắc nối tiếp ngõ nghịch lưu sử dụng mạch phần cứng điều khiển bù điện áp common mode gây tốn [32-33] Do đó, giải pháp đơn giản sử dụng kỹ thuật PWM giảm điện áp common mode thành phần sóng hài dịng stator bậc thấp ngày tập trung nghiên cứu Vấn đề thứ ba liên quan đến lĩnh vực điều khiển xác tốc độ hệ SPIM, chất lượng hệ truyền động phụ thuộc nhiều vào tham số ghép nối phi tuyến máy, khó cung cấp chất lượng điều khiển thỏa đáng hệ truyền động yêu cầu chất lượng cao Đặc biệt, điều khiển vùng tần số thấp vấn đề độ nhạy tham số ghép nối phi tuyến thể rõ rệt làm chất lượng hệ truyền động đáp ứng Các kỹ thuật điều khiển phi tuyến điều khiển thông minh nghiên cứu phát triển thời gian gần nhằm khắc phục vấn đề Mặt khác, hệ truyền động SPIM đòi hỏi chất lượng điều khiển cao, việc hạn chế giảm số lượng cảm biến nhận ý lớn từ nhà khoa học giới vài thập kỷ qua [54-62] Theo dõi cập nhật công bố lĩnh vực cho thấy tập trung lớn nghiên cứu, gia tăng số lượng chất lượng cơng trình cơng bố lĩnh vực điều khiển không cảm biến cho thấy tính thời sự, hiệu xu hướng thay tất yếu phát triển bền vững hệ truyền động điều khiển vector không cảm biến tốc độ Với mong muốn nghiên cứu đưa giải pháp để cải tiến chất lượng hệ thống điều khiển tự động hệ truyền động SPIM không cảm biến phạm vi vận hành tốc độ thấp_vùng hạn chế điều khiển ước lượng tốc độ để nâng cao ứng dụng thực tế hệ truyền động sáu pha Vấn đề điều khiển ổn định, nâng cao chất lượng điều khiển SPIM cách giữ nguyên yếu tố phi tuyến để điều khiển xác, bám theo mục tiêu cho trước với sai số cực tiểu yêu cầu đặt Với mục đích này, tác giả lựa chọn nghiên cứu với đề tài: “ Điều khiển thích nghi hệ truyền động Động khơng đồng sáu pha” Sự phát triển hệ truyền động không cảm biến tốc độ động không đồng sáu pha vấn đề tồn Trong vài thập kỷ gần đây, quan tâm đến hệ truyền động động cảm ứng nhiều pha gia tăng đáng kể Để nâng cao chất lượng điều khiển vector cho hệ truyền động SPIM, điều khiển PID dần thay kỹ thuật điều khiển phi tuyến Tuy nhiên, cấu trúc ghép nối phi tuyến SPIM, thay đổi tham số nhiễu tải bên ngồi ln tồn tại, việc ứng dụng phương pháp điều khiển phi tuyến độc lập chưa khắc phục triệt để hạn chế hệ truyền động phi tuyến Vì vậy, việc đòi hỏi hệ thống điều khiển ổn định, bền vững, ln trì hiệu điều khiển mong muốn thách thức lớn đồng thời động lực để nhà khoa học tiếp tục nghiên cứu giải pháp cải tiến tối ưu điều khiển cho hệ truyền động SPIM Bên cạnh việc cải thiện tối ưu kỹ thuật điều khiển, nhận thấy chất lượng, độ tin cậy, bền vững điều khiển vector hệ SPIM phần phụ thuộc vào nhận dạng tham số máy thông tin tốc độ rotor Trong vài thập kỷ gần việc kiểm soát hệ truyền động SPIM không sử dụng cảm biến tốc độ gắn trục động tập trung nghiên cứu phát triển Các chiến lược thành công dải tốc độ cao trung bình Tuy nhiên, trì chất lượng ước lượng dải tốc độ thấp tốc độ khơng thách thức lớn.Vì vậy, nghiên cứu để cải thiện chất lượng quan sát tốc độ, đặc biệt dải tốc độ thấp nhận quan tâm lớn tập trung phát triển thời gian gần Mục tiêu luận án Xây dựng cấu trúc điều khiển ước lượng tốc độ cho điều khiển vector không cảm biến hệ truyền động SPIM dựa điều khiển thích nghi, kỹ thuật điều khiển phi tuyến điều khiển thông minh Nhằm nâng cao chất lượng điều khiển hệ truyền động SPIM, giải thuật CBPWM giảm điện áp common mode cho SPIM phát triển để nâng cao chất lượng hệ thống truyền động Mục tiêu cụ thể: Để đạt mục tiêu chính, mục tiêu cụ thể đặt sau: Xây dựng quan sát tốc độ thích nghi cho điều khiển vector khơng cảm biến hệ truyền động SPIM Trong ứng dụng điều khiển thích nghi, điều khiển thơng minh điều khiển trượt nhằm nâng cao chất lượng điều khiển hệ truyền động Xây dựng cấu trúc điều khiển phi tuyến nhằm nâng cao chất lượng điều khiển hệ truyền động SPIM Xây dựng kỹ thuật điều chế độ rộng xung giảm điện áp common mode cho SPVSI Xây dựng mơ hình mơ thực mơ khảo sát cấu trúc điều khiển, quan sát tốc độ giải thuật giảm common mode phần mềm Matlab-Simulink Đánh giá chất lượng tính hiệu hệ truyền động SPIM đề xuất Phạm vi nghiên cứu luận án - Nghiên cứu mơ hình toán SPIM hệ truyền động SPIM Nghiên cứu kỹ thuật điều khiển IFOC cho hệ truyền động SPIM Nghiên cứu kỹ thuật không cảm biến dựa vào mơ hình tham chiếu dịng Nghiên cứu ứng dụng điều khiển thích nghi, điều khiển thơng minh, điều khiển mơ hình trượt nhận dạng, ước lượng tham số SPIM Cấu trúc luận án Cấu trúc luận án bao gồm chương Chương 1, mơ hình tốn SPIM, hệ truyền động SPIM kỹ thuật điều khiển, nhận dạng, vấn đề tồn trình bày Chương trình bày giải thuật giảm điện áp common mode cho SPVSI Chương giới thiệu cấu trúc điều khiển BS_PCH cho hệ truyền động SPIM Chương 4, trình bày ước lượng tốc độ thích nghi sử dụng NN SM Chương 5, ứng dụng điều khiển vector không cảm biến tốc độ giải thuật giảm điện áp common mode đề xuất cho hệ truyền động SPIM lĩnh vực giao thông vận tải (hệ thống đẩy xe điện) CHƯƠNG 1: MƠ HÌNH TỐN CỦA SPIM VÀ CÁC KỸ THUẬT ĐIỀU KHIỂN VECTOR KHÔNG GIAN HỆ TRUYỀN ĐỘNG KHÔNG CẢM BIẾN SPIM 1.1 Mơ hình tốn SPIM hệ truyền động SPIM 1.1.1 Mơ hình tốn SPIM Trong luận án này, sử dụng phương pháp đơn giản hóa mơ hình dựa lý thuyết phân rã khơng gian vector (VSD) để biến đổi không gian sáu chiều ban đầu máy điện thành ba không gian trực giao hai chiều khung tham chiếu đứng yên (αβ), (xy) (z1z2) Chuyển đổi lượng điện diễn không gian (αβ) Không gian sáu chiều SPIM chuyển thành ba không gian hai chiều ba hệ tọa độ cố định (αβ) thông qua ma trận T6:  1   0   1 3  0  1  0 T6 = 2 - 2 2 - 2 2  0   -1   0   -1  0   (1.1) Mơ hình động mặt phẳng αβ:  Vsα   R s +pLs V    sβ  =     pL m       -ωr L m R s +pLs ωr L m pL m pL m R r +pL r -ωr L m  isα  pL m   iβ  ωr L r  i rα    R r +pL r  i rβ  (1.2) Các thành phần dòng điện, điện áp stator hệ tham chiếu quay dq SPIM tính cách áp dụng ma trận chuyển đổi T2:  cos  δ r  sin  δ r   T2 =   -sin  δ r  cos  δ r   (1.3) 1.1.2 Mơ hình tốn hệ truyền động SPIM Hệ thống truyền động bao gồm điều khiển, biến tần nguồn áp sáu pha, nguồn DC SPIM Sơ đồ chi tiết hệ SPVSI đưa hình 1.2 Với phương pháp điều khiển FOC, thành phần từ thông giả thiết sau: r=rd; rq=0 Mômen điện từ biểu diễn hệ qui chiếu dq: Lm Lr Te = P ψrdisq (1.4) Các phương trình hệ SPIM hệ tham chiếu dq viết sau:  di sd  Ls dt = -ai sd + Ls ωei sq + bR r ψ rd + cu sd   L di sq = -ai + L ω i +b ω ψ + cu s sq s e sd r e rd sq  dt    dω r = P δσLs (ψ rd i sq ) - TL - Bω r  dt J J  dψ L  rd = m i sd ψ rd dt τ τ   r r (1.5) Vd/2 DC Link Vd O a b A B c C Vd/2 + + VAs Vas _ + Vbs _ Vcs _ + + + VBs _ _ VCs _ N1 N2 Hình 1: Sơ đồ tổng quan hệ SPIM VSI 1.2 Vấn đề tồn điều khiển vector hệ truyền động SPIM truyền thống hướng nghiên cứu Như phân tích, tính hiệu chiến lược FOC truyền thống sử dụng điều khiển PID bị suy giảm không chắn tham số SPIM nhiễu tải Các kỹ thuật phi tuyến nghiên cứu, phát triển sử dụng chiến lược FOC để thay cho điều khiển PID truyền thống Các kỹ thuật điều khiển không cảm biến cho hệ truyền động SPIM nghiên cứu phát triển rộng rãi hai thập kỷ qua Tuy nhiên, chất lượng ước lượng tốc độ vùng tốc độ thấp thách thức lớn Bên cạnh đó, phương pháp điều chế PWM truyền thống cho biến tần nguồn áp sáu pha sử dụng hệ truyền động SPIM thường gây xung điện áp common mode cao hệ thống Do đó, hướng nghiên cứu phát triển giải pháp giảm điện áp common mode hướng nghiên cứu khả thi thu hút nhiều quan tâm nhà khoa học thời gian gần 1.3 Kết luận Mơ hình tốn SPIM xây dựng dựa phân rã không gian vector để phù hợp với kỹ thuật điều khiển đề xuất phát triển luận án Chi tiết kỹ thuật điều khiển vector phương pháp ước lượng tốc độ tham số SPIM, vấn đề cịn tồn trình bày CHƯƠNG 2: KỸ THUẬT GIẢM ĐIỆN ÁP COMMON MODE CHO BIẾN TẦN NGUỒN ÁP SÁU PHA 2.1 Giới thiệu tổng quan Trong chương đề xuất kỹ thuật điều rộng xung sóng mang làm giảm điện áp common mode (RCMV) áp dụng cho hệ truyền động động không đồng sáu pha không đối xứng Sự giảm áp common mode tức thời, giảm độ lớn common mode trung bình thực dễ dàng kỹ thuật PWM sóng mang Các kết nghiên cứu phần tác giả công bố báo [6], [7], [15] thuộc Danh mục cơng trình nghiên cứu cơng bố 2.2 Kỹ thuật điều khiển PWM giảm CMV cho BNL pha Sơ đồ Hình 2.1 mơ tả ngun lý thực CBPWM cho BNL pha Do cấu trúc BNL pha đối xứng với hai điểm trung tính hai BNL pha cách ly Điện áp common mode cho hệ BNL pha xác định theo hệ thức sau: v +v +v V  v = a0 b0 c0 - d   comI  vA0 + v B0 + vC0 Vd v comII =   (2.1) Điện áp common mode hệ biến tần tính trị trung bình sau [136]: v + vcomII va0 + vb0 + vc0 + vA0 + vB0 + vC0 Vd vcom = comI = Vref Vrefa e-jπ/6 sa sb sc CBPWM GENERATOR I Vrefb Vrefc VrefA (2.2) VrefB VrefC sA sB sC CBPWM GENERATOR II Hình 1: Kỹ thuật CBPWM cho biến tần nguồn áp sáu pha 2.3 Các kỹ thuật RCMV 4S-CBPWM cho biến tần nguồn áp sáu pha 2.3.1 Kỹ thuật RCMV4S-CBPWM với CMV trung bình VcomMid Mọi giá trị hàm common mode thiết lập riêng lẻ VcomI,II cho phép giảm common mode Hàm common mode cho hai BNL I II, thực điều khiển giảm common mode theo công thức: V V vcomI = vcomMidI = MidI d ; vcomII = vcomMidII = MidII d 2 (2.3) Trị trung bình điện áp common mode BNL pha: V vcom = vcomMid =  MidI+MidII  d (2.4) 2.3.2 Kỹ thuật 4S-CBPWM với điện áp common mode tối ưu trị trung bình điện áp commen mode VComOpt Ta chọn hàm điện áp common mode tối ưu, cực tiểu giá trị độ lớn sau: VcomOpt=Min(Vcom) SPVSI sử dụng kỹ thuật RCMV PWM sử dụng VcomOpt đạt giá trị common mode trung bình cực tiểu Tìm hàm common mode cho BNL I II hàm VcomOpt =0 thực cách đưa tham số k, < k < 1, sau: vcomI = (1- k) ecomMinI + k e comMaxI (2.5) vcomII = (1- k) ecomMinII + k ecomMaxII Giá trị k xác định theo điều kiện: ecomMinI + ecomMinII ecomMaxI + ecomMaxII - ecomMinI - ecomMinII k=- =- ecomMin ecomMax - ecomMin (2.6) 2.3.3 Kỹ thuật RCMV POD-CBPWM Kỹ thuật POD CBPWM cho SPVSI định nghĩa kỹ thuật SIN PD-CBPWM thông thường Điểm khác biệt khối CBPWM áp dụng cho BNL II sử dụng sóng mang dịch pha 180 độ so với sóng mang sử dụng cho khối CBPWM BNL I 2.4 Kết nghiên cứu -500 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 0.555 500 0.515 0.52 isa 0.525 0.53 0.535 Time (s) isb isc 0.54 isA 0.545 0.55 isB 0.555 Stator current (A) -500 0.51 isC -2 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 0.555 is anpha is beta -5 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 Time (s) 0.7 0.8 0.9 Va phase voltage (V) Vab line voltage (V) 500 Stator current (A) Stator current (A) Stator current (A) Vab line voltage (V) Va phase voltage (V) 2.4.1 Kỹ thuật SIN PD_ CBPWM Kỹ thuật SIN PD_CBPWM sử dụng sóng mang pha cho BNL I II Kết mơ Hình 2.10, cho thấy điện áp common mode Vcom thay đổi đến giá trị đỉnh lớn  Vd/2 2.4.2 Kỹ thuật SIN POD CBPWM 500 -500 0.51 0.515 0.52 0.525 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 0.555 500 -500 0.51 isa 0.53 0.535 Time (s) isb isc 0.54 isA 0.545 0.55 isB 0.555 isC -2 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 0.555 is anpha is beta -5 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 Time (s) 0.7 0.8 0.9 Stator current (A) Stator current (A) 10 isd isq 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 Time (s) 0.6 0.7 0.8 0.9 Vcom1 (V) Vcom1 (V) 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 0.555 Vcom2 (V) Vcom2 (V) 0.2 0.3 0.4 0.5 Time (s) 0.6 0.7 0.8 0.9 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 0.555 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 0.555 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 0.555 500 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 -500 0.51 0.555 500 500 Vcom (V) Vcom (V) 0.1 -500 0.51 500 -500 0.51 500 -500 0.51 isq 500 -500 0.51 10 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 0.555 Hình 10: Kỹ thuật Sin PD_CBPWM: Đồ thị điện áp Va, Vab Dòng stator sáu pha, dòng biểu diễn hệ tọa độ αβ dq, điện áp VcomI, VcomII , Vcom -500 0.51 Hình 11: Kỹ thuật Sin POD CBPWM: Đồ thị điện áp Va, Vab Dòng stator sáu pha, dòng biểu diễn hệ tọa độ αβ dq, điện áp VcomI, VcomII , Vcom 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 0.555 Vab line voltage (V) -500 0.51 500 -500 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 0.555 -2 0.51 Va phase voltage (V) 500 Stator current (A) Stator current (A) Vab line voltage (V) Va phase voltage (V) Kỹ thuật SIN POD CBPWM sử dụng sóng mang cho BNL II dịch pha 1800 so với BNL I Kết cho thấy Hình 2.11 giá trị điện áp common mode tức thời kỹ thuật SIN POD_CBPWM giảm giới hạn Vcom(peak) = ± Vd /6, điện áp common mode thành phần đạt giá trị đỉnh Vcom(peak)= ± Vd /2 2.4.3 Kỹ thuật RCMV 4S-PWM với VcomMid Kết Hình 2.12 cho thấy, giá trị CMV tức thời kỹ thuật RCMV 4SCBPWM giảm giới hạn Vcom(peak) = ± Vd /6 Khác với kỹ thuật RCMV POD CBPWM, phương pháp đồng thời khống chế điện áp common mode thành phần giới hạn Vcom(peak) = ± Vd /6 2.4.4 Kỹ thuật RCMV4S-CBPWM với VcomOpt Kết Hình 2.13 cho thấy, giá trị điện áp common mode tức thời kỹ thuật RCMV 4S-PWM với VcomOpt giảm giới hạn vcom (peak) = ±Vd /6 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 0.555 500 -500 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 0.555 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 0.555 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 Time (s) 0.54 0.545 0.55 0.555 500 -500 0.51 -2 0.51 15 CHƯƠNG 4: THIẾT KẾ BỘ QUAN SÁT TỐC ĐỘ THÍCH NGHI CHO HỆ TRUYỀN ĐỘNG SPIM KHÔNG CẢM BIẾN TỐC ĐỘ 4.1 Giới thiệu sơ lược tình hình nghiên cứu Các quan sát tốc độ dựa MRAS áp dụng thành cơng khu vực tốc độ trung bình cao Tuy nhiên, hoạt động tốc độ thấp không thách thức lớn Trong luận án tác giả đề xuất quan sát tốc độ dựa mơ hình tham chiếu dịng stator (SC_MRAS) cải tiến nhằm nâng cao chất lượng quan sát tốc độ hệ truyền động, đặc biệt phạm vi tốc độ thấp gần không Các kết nghiên cứu liên quan tác giả công bố báo [1-5], [8-14] thuộc Danh mục cơng trình nghiên cứu cơng bố 4.2 Bộ quan sát tốc độ NN SM_SC_MRAS Từ mơ hình điện áp VM mơ hình dịng CM, biến đổi lại ta có: x =  Ax  x  + Bx  u  X k = e A x Ts X  k-1 + e A x Ts (4.1) - I  A -1x Bx u s  k-1 (4.2) Phương trình tốn mơ tả NN sử dụng Euler cải tiến biểu diễn sau: ˆisα  k  = w1isα  k-1 + w u sα  k-1 + w ψ ˆ rd  k-1 + w ψ ˆ rq  k-1  ˆ + w i k-2 w u k-2 w ψ   sα   rd  k-2  - w ψˆ rq  k-2  sα    ˆ rq  k-1 - w ψ ˆ rd  k-1 ˆisβ  k  = w1isβ  k-1 + w u sβ  k-1 + w ψ  ˆ rq  k-2  +w ψ ˆ rd  k-2  + w 5isβ  k-2  - w u sβ  k-2  -w ψ   (4.3) Trong đó: w1 =1- 3Ts Rs 3Ts L2m 3T 3T L 3T L 3T R T TL TL2m TLm ; w = s ; w3 = s m ; w = s m ωˆ r ;w5 = s s + ; w6 = s ; w7 = ; w8 = s m ωˆ r 2σLs 2στr Lr Ls 2σLs 2στr Lr Ls 2σLr Ls 2σLs 2στr Lr Ls 2σLs 2στr Lr Ls 2σLr Ls Dựa vào phương trình ta xây dựng NN Trong đó, trọng số w1, w2, w3, w5, w6, w7 tính offline, w4, w8 cập nhật online is us SPIM Z-1 Z-1 (MHTC) ^r ω NN Giải thuật w1 LS w2 w1 Z-1 Z-1 w3 w2 w4 w7 Z-1 w8 ^ i sα s w3 w5 w w5 w6 ^ i ^ isβ w6 w7 w8 (MHTN) ^ ω r ^ ψ r Z-1 SM Nhận dạng từ thông ^ Rs Ước lượng Rs Z-1 Hình 1: Bộ quan sát tốc độ SMNN_ SC_ MRAS Sắp xếp lại ta có phương trình ma trận mơ hình thích nghi thu chế độ dự báo sau: 16 ˆ r  k-1 = B Aω (4.4) 4.2.1 Giải thuật ước lượng tốc độ Trên sở (4 4), giải thuật LS thu cách cực tiểu hàm lượng:  Ax-b T  Ax-b  EX = (4 5) 1- ξ + ξx T x Có thể tìm lời giải cho tốn tìm cực trị (4.14) thuật tốn suy giảm độ dốc (gradient descent): ˆ r  k+1 =ω ˆ r  k  - βγ  k  a  k  + ξ βγ  k  ω ˆ r  k  ω   (4.6) 4.2.2 Nhận dạng từ thông rotor ước lượng điện trở 4.2.2.1 Nhận dạng từ thông rotor Từ giá trị đo lường đầu vào u, đầu y, nhận dạng từ thông rotor địng nghĩa cấu trúc sau: ˆ r )zˆ + G(u,ω ˆ r ,z) ˆ + ΛIs zˆ = F(ω (4.7) Trong đó: Ʌ ma trận hệ số Is vector định nghĩa: Is = sat(s1 ) sat(s ) T (4.8) Từ phương trình mơ hình dịng, giải thuật ước lượng từ thông rotor dựa SM định nghĩa:  L  1 ˆ rd =  m  isα -   ψ ˆ rd - ω ˆ rψ ˆ rq + Λ ψ Is ψ τ   r   τr    Lm  1 ψ ˆ ˆ ˆ ˆ  rq =  τ  isβ -  τ  ψ rq + ωr ψ rd + Λ ψ Is  r   r  (4.9) Để v’