bài giảng môn điện tử công suất (2)

ðiều này nghĩa là có thể ñiều khiển mở các Thyristor bằng các xung dòng có ñộ rộng xung nhất ñịnh, do ñó công suất của mạch ñiều khiển có thể là rất nhỏ, so với công suất của mạch lực mà

TRƯỜNG ðẠI HỌC KỸ THUẬT CÔNG NGHIỆP

KHOA ðIỆN

BỘ MÔN TỰ ðỘNG HÓA

BÀI GIẢNG PHÁT CHO SINH VIÊN

(LƯU HÀNH NỘI BỘ) Theo chương trình 150 TC

MỤC LỤC

Mục lục

ðề cương chi tiết học phần

Nội dung giảng dạy

Chương I: Các linh kiện bán dẫn công suất (BDCS) ñiều khiển

I.7 Tổn hao công suất trên các linh kiện bán dẫn công suất 39

Chương II: Chỉnh lưu ñiều khiển – bộ biến ñổi ñiện áp xoay chiều thành một chiều

II.1.4 Bộ chỉnh lưu làm việc với ñi ốt không D0 61

II.1.6 Ảnh hưởng của bộ chỉnh lưu ñến lưới ñiện 67 II.2 Phân tích khảo sát các sơ ñồ chỉnh lưu ñiều khiển 69

II.3 Các bộ chỉnh lưu mắc song song ngược ñể ñảo chiều ñiện áp cho tải 97

II.3.1 Khái niệm chung 97

II.6.2 Bảo vệ quá áp cho các van và Bộ biến ñổi 139 Chương III: Biến ñổi ñiện áp xoay chiều – Bộ biến ñổi ñiện áp xoay chiều thành xoay chiều

III.2 Bộ biến ñổi ñiện áp xoay chiều thành xoay chiều một pha 144 III.3 Bộ biến ñổi ñiện áp xoay chiều thành xoay chiều ba pha 150

III.4.2 Áp dụng các phương pháp tạo xung ñiều khiển của bộ biến ñổi

ñiện áp xoay chiều thành 1 chiều ñể tạo xung ñiều khiển cho

Chương IV: Bộ biến ñổi xung ñiện áp – Bộ biến ñổi ñiện áp một chiều thành một chiều

IV.1 Nguyên lý biến ñổi và các phương phương pháp biến ñổi ñiện áp trung

IV.2 Một số sơ ñồ của bộ biến ñổi bằng Tiristor 161

IV.5 Một số ứng dụng của bộ biến ñổi xung ñiện áp 175

Chương V: Nghịch lưu - Bộ biến ñổi ñiện áp một chiều thành xoay chiều

V.3.2.2 Mạch chuyển ñổi và khảo sát quá trình chuyển ñổi 200

V.4 Một số phương pháp nâng cao chất lượng ñiện áp ra của nghịch lưu ba pha

Tµi liÖu tham kh¶o:

4 Jng Karel Kreysa; Csc: Silnoproud¸ eleKtronika VysoKÐ učenÝ TechnickÐ V Brnĕ – Praha 1977

5 Ing Jaroslav Žaček,Csc:Výkonov¸ elektronika – ČeskÐ VýsokÐ učenÝ technikÐ V Praze 1980

I- CHƯƠNG 1

I.1 Mục tiêu, nhiệm vụ

- Mục tiêu giới thiệu chức năng nhiệm vụ, cấu tạo của các linh kiện ñiện tử công suất lớn sử dụng trong các thiết bị công nghiệp

- Nhiệm vụ của sinh viên khi học xong phải nắm ñược các kiến thức cơ bản về:

o Chức năng, nhiệm vụ, cấu tạo của các linh kiện ñiện tử công suất lớn trong sử dụng trong các thiết bị công nghiệp

o Hiểu ñược ý nghĩa và ứng dụng của các linh kiện ñiện tử công suất lớn

I.2 Quy ñịnh hình thức học cho mỗi nội dung nhỏ

Tuần

Hình thức học

TL T.khảo

I.4.Tranritor công suất – BJT (Bipolar junetion tranzitor)

I.5.Tranztor trường - MOSFET(Metal – oxide -

semiconductor)

I.6.Tranzitor có các cực cách li – IGBT (Insulatedgate

Bipolar Tranzitor)

I.7.Tổn hao công suất trên các linh kiện bán dẫn công suất

I.8.Làm mát các linh kiện bán dẫn công suất

Giảng

1,2,3,4,5

I.3 Các nội dung cụ thể

A Nội dung lý thuyết

Gate) như ñược biểu diễn trên hình 1.1

I.1.1 ðặc tính Vôn-Ampe của Thyristor

ðặc tính Vôn-Ampe của một Thyristor gồm hai phần (hình 1.2) Phần thứ

nhất nằm trong góc phần tư thứ I là ñặc tính thuận tương ứng với trường hợp ñiện

áp UAK > 0; phần thứ hai nằm trong góc phần tư thứ III, gọi là ñặc tính ngược, tương ứng với trường hợp: UAK < 0

a) Trường hợp dòng ñiện vào cực ñiều khiển bằng không (I G = 0)

Khi dòng vào cực ñiều khiển của Thyristor bằng 0 hay khi hở mạch cực ñiều khiển Thyristor sẽ cản trở dòng ñiện ứng với cả hai trường hợp phân cực ñiện áp giữa Anode-Cathode Khi ñiện áp UAK < 0, theo cấu tạo bán dẫn của Thyristor, hai tiếp giáp J1, J3 ñều phân cực ngược, lớp J2 phân cực thuận, như vậy Thyristor sẽ giống như hai diode mắc nối tiếp bị phân cực ngược Qua Thyristor sẽ chỉ có một dòng ñiện rất nhỏ chạy qua, gọi là dòng rò Khi UAK tăng ñạt ñến một giá trị ñiện áp lớn nhất Ung.max sẽ xảy ra hiện tượng Thyristor bị ñánh thủng, dòng ñiện có thể tăng lên rất lớn Giống như ở ñoạn ñặc tính ngược của diode, lúc này nếu có giảm ñiện

áp UAK xuống dưới mức Ung.max thì dòng ñiện cũng không giảm ñược về mức dòng

rò Thyristor ñã bị hỏng

Khi tăng ñiện áp Anode-Cathode theo chiều thuận, UAK > 0, lúc ñầu cũng chỉ

có một dòng ñiện rất nhỏ chạy qua, gọi là dòng rò ðiện trở tương ñương mạch Anode-Cathode vẫn có giá trị rất lớn Khi ñó tiếp giáp J1, J3 phân cực thuận, J2 phân cực ngược Cho ñến khi UAK tăng ñạt ñến giá trị ñiện áp thuận lớn nhất Uth.max, sẽ

Hình 1.1 Thyristor Cấu trúc bán dẫn; Ký hiệu; Hình ảnh thực tế

K G

xảy ra hiện tượng ñiện trở tương ñương mạch Anode-Cathode ñột ngột giảm, dòng ñiện chạy qua Thyristor sẽ chỉ bị giới hạn bởi ñiện trở mạch ngoài Nếu khi ñó dòng qua Thyristor lớn hơn một mức dòng tối thiểu, gọi là dòng duy trì Idt, thì khi ñó Thyristor sẽ dẫn dòng trên ñường ñặc tính thuận ðoạn ñặc tính thuận ñược ñặc trưng bởi tính chất dẫn dòng và phụ thuộc vào giá trị của phụ tải nhưng ñiện áp rơi trên Anode-Cathode nhỏ và hầu như không phụ thuộc vào giá trị của dòng ñiện

b) Trường hợp có dòng ñiện vào cực ñiều khiển (I G > 0)

Nếu có dòng ñiều khiển ñưa vào giữa cực ñiều khiển (G) và Cathode, quá trình chuyển ñiểm làm việc trên ñường ñặc tính thuận sẽ xảy ra sớm hơn, có Uth < Uth.max

ðiều này ñược mô tả trên hình 1.2 bằng những ñường nét ñứt, ứng với giá trị dòng

ñiều khiển khác nhau IG1, IG2, IG3, Nói chung, nếu dòng ñiều khiển lớn hơn thì ñiểm chuyển ñặc tính làm việc sẽ xảy ra với UAK nhỏ hơn

Trong thực tế ñối với mỗi loại Thyristor sẽ ñược chế tạo bởi một dòng ñiều khiển ñịnh mức Iñk ñm

I.1.2 Mở - khoá Thyristor

Thyristor chỉ cho phép dòng chạy qua theo một chiều, từ Anode ñến Cathode,

và không ñược chạy theo chiều ngược lại ðiều kiện ñể Thyristor có thể dẫn dòng, ngoài ñiều kiện phải có ñiện áp UAK > 0 còn phải thỏa mãn ñiều kiện là ñiện áp ñiều khiển dương Do ñó Thyristor ñược coi là phần tử bán dẫn có ñiều khiển

a) Mở Thyristor

Khi ñược phân cực thuận, UAK > 0, Thyristor có thể mở bằng hai cách Thứ nhất, có thể tăng ñiện áp Anode-Cathode cho ñến khi ñạt ñến giá trị ñiện áp thuận lớn nhất, Uth.max, ñiện trở tương ñương trong mạch Anode-Cathode sẽ giảm ñột ngột

và dòng qua Thyristor sẽ hoàn toàn do mạch ngoài xác ñịnh Phương pháp này trên thực tế không ñược áp dụng do nguyên nhân mở không mong muốn

Phương pháp thứ hai, phương pháp ñược áp dụng thực tế, là ñưa một xung dòng ñiện có giá trị nhất ñịnh vào giữa cực ñiều khiển và Cathode Xung dòng ñiện ñiều khiển sẽ chuyển trạng thái của Thyristor từ trở kháng cao sang trở kháng thấp ở mức ñiện áp Anode-Cathode nhỏ Khi ñó nếu dòng qua Anode-Cathode lớn hơn một giá trị nhất ñịnh, gọi là dòng duy trì (Idt) thì Thyristor sẽ tiếp tục ở trong trạng thái mở dẫn dòng mà không cần ñến sự tồn tại của xung dòng ñiểu khiển ðiều này nghĩa là có thể ñiều khiển mở các Thyristor bằng các xung dòng có ñộ rộng xung nhất ñịnh, do ñó công suất của mạch ñiều khiển có thể là rất nhỏ, so với công suất của mạch lực mà Thyristor là một phần tử ñóng cắt, khống chế dòng ñiện

b) Khoá Thyristor

Một Thyristor ñang dẫn dòng sẽ trở về trạng thái khóa (ñiện trở tương ñương mạch Anode-Cathode tăng cao) nếu dòng ñiện giảm về không Tuy nhiên ñể

Thyristor vẫn ở trạng thái khóa, với trở kháng cao, khi ñiện áp Anode-Cathode lại dương (U AK > 0), cần phải có một thời gian nhất ñịnh ñể các lớp tiếp giáp phục hồi hoàn toàn tính chất cản trở dòng ñiện của Thyristor

Khi Thyristor dẫn dòng theo chiều thuận, hai lớp tiếp giáp J1, J3 phân cực thuận, các ñiện tích ñi qua hai lớp này dễ dàng và lấp ñầy tiếp giáp J2 ñang bị phân cực ngược Vì vậy mà dòng ñiện có thể chảy qua ba lớp tiếp giáp J1, J2, J3 ðể khóa Thyristor lại cần giảm dòng Anode-Cathode về không bằng cách hoặc là ñổi chiều dòng ñiện hoặc áp một ñiện áp ngược lên giữa Anode và Cathode của Thyristor Sau khi dòng về bằng không phải ñặt một ñiện áp ngược lên Anode-Cathode (U AK < 0) trong một khoảng thời gian tối thiểu, gọi là thời gian khóa (ký hiệu là: t r), lúc này Thyristor sẽ khóa Trong thời gian phục hồi có một dòng ñiện ngược chạy giữa Cathode và Anode Dòng ñiện ngược này di chuyển các ñiện tích ra khỏi tiếp giáp J2 và nạp ñiện cho tụ ñiện tương ñương của hai tiếp giáp J1, J3 ñược phục hồi Thời gian phục hồi phụ thuộc vào lượng ñiện tích cần ñược di chuyển ra ngoài cấu trúc bán dẫn của Thyristor và nạp ñiện cho tiếp giáp J1, J3 ñến ñiện áp ngược tại thời ñiểm ñó

Thời gian phục hồi là một trong những thông số quan trọng của Thyristor Thời gian phục hồi xác ñịnh dải tần số làm việc của Thyristor Thời gian phục hồi t r

có giá trị cỡ 5 ÷ 10µs ñối với các Thyristor tần số cao và cỡ 50 ÷ 200µs ñối với các Thyristor tần số thấp

I.1.3 Các yêu cầu ñối với tín hiệu ñiều khiển Thyristor

Quan hệ giữa ñiện áp trên

cực ñiều khiển và Cathode với

dòng ñi vào cực ñiều khiển xác

ñịnh các yêu cầu ñối với tín hiệu

ñiều khiển Thyristor Với cùng

một loại Thyristor nhà sản xuất sẽ

cung cấp một họ ñặc tính ñiều

khiển (ví dụ như hình 1.3) trên ñó

có thể thấy ñược các ñặc tính giới

hạn về ñiện áp và dòng ñiện nhỏ

nhất ứng với một nhiệt ñộ môi

trường nhất ñịnh mà tín hiệu ñiều khiển phải ñảm bảo ñể chắc chắn mở ñược một Thyristor Dòng ñiều khiển ñi qua tiếp giáp p-n giữa cực ñiều khiển và Cathode cũng làm phát nóng tiếp giáp này Vì vậy tín hiệu ñiều khiển cũng phải bị hạn chế

về công suất Công suất giới hạn của tín hiệu ñiều khiển phụ thuộc vào ñộ rộng của

Hình 1.3 Yêu cầu ñối với xung

ñiểu khiển của Thyristor

Giới hạn dòng nhỏ nhất

Giới hạn công suất xung

Vùng mở chắc chắn

U GK

xung ñiều khiển Tín hiệu ñiều khiển là một xung có ñộ rộng càng ngắn thì công suất cho phép có thể càng lớn

Sơ ñồ tiêu biểu của một mạch khuếch ñại xung ñiều khiển Thyristor ñược cho

trên hình 1.4 Khóa Transistor T ñược ñiều khiển bởi một xung có ñộ rộng nhất

ñịnh, ñóng cắt ñiện áp phía sơ cấp biến áp xung Xung ñiều khiển ñưa ñến cực ñiều khiển của Thyristor ở phía bên cuộn thứ cấp Như vậy mạch lực ñược cách ly hoàn toàn với mạch ñiều khiển bởi biến áp xung ðiện trở R hạn chế dòng qua Transistor

và xác ñịnh nội trở của nguồn tín

hiệu ñiều khiển Diode D1 ngắn

mạch cuộn sơ cấp biến áp xung

khi Transistor T khóa lại ñể

chống quá áp trên T Diode D2

ngăn xung âm vào cực ñiều

khiển Diode D3 mắc song song

với cực ñiều khiển và có thể

song song với tụ C có tác dụng

giảm quá áp trên tiếp giáp G-K

khi Thyristor bị phân cực ngược

I.1.4 Các thông số cơ bản của Thyristor

Các thông số cơ bản là các thông số dựa vào ñó ta có thể lựa chọn một Thyristor cho một ứng dụng cụ thể nào ñó

1/- Giá trị dòng trung bình cho phép chạy qua Thyristor, I v

ðây là giá trị dòng trung bình cho phép chạy qua Thyristor với ñiều kiện nhiệt

ñộ của cấu trúc tinh thể bán dẫn của Thyristor không vượt quá một giá trị cho phép Trong thực tế dòng ñiện cho phép chạy qua Thyristor còn phụ thuộc vào các ñiều kiện làm mát và nhiệt ñộ môi trường Thyristor có thể ñược gắn lên các bộ tản nhiệt tiêu chuẩn và làm mát tự nhiên Ngoài ra, Thyristor có thể phải ñược làm mát cưỡng bức nhờ quạt gió hoặc dùng nước ñể tải nhiệt lượng toả ra nhanh hơn Vấn ñề làm mát van bán dẫn sẽ ñược ñề cập ñến ở phần sau, ta có thể lựa chọn dòng ñiện theo các phương án sau:

Làm mát tự nhiên: dòng sử dụng cho phép ñến một phần ba dòng Iv

Làm mát cưỡng bức bằng quạt gió: dòng sử dụng bằng hai phần ba dòng Iv

Làm mát cưỡng bức bằng nước: có thể sử dụng 100% dòng Iv

2/- ðiện áp ngược cho phép lớn nhất, U ng.max

ðây là giá trị ñiện áp ngược lớn nhất cho phép ñặt lên Thyristor Tại bất kỳ thời ñiểm nào ñiện áp giữa Anode-Cathode UAK luôn nhỏ hơn ðể ñảm bảo một ñộ

Hình 1.4 Sơ ñồ tiêu biểu mạch khuếch ñại

xung ñiều khiển tiristo

dự trữ nhất ñịnh về ñiện áp, nghĩa là phải ñược chọn ít nhất là bằng 1,2 ñến 1,5 lần

giá trị biên ñộ lớn nhất của ñiện áp trên sơ ñồ ñó

3/- Thời gian phục hồi tính chất khóa của Thyristor, t r (µs)

ðây là thời gian tối thiểu phải ñặt ñiện áp âm lên giữa Anode-Cathode của Thyristor sau khi dòng Anode-Cathode ñã về bằng không trước khi lại có thể có ñiện áp dương mà Thyristor vẫn khóa Thời gian phục hồi tr là một thông số rất quan trọng của Thyristor, nhất là trong các bộ nghịch lưu ñộc lập, trong ñó phải

luôn ñảm bảo rằng thời gian dành cho quá trình khóa phải bằng 1,5 ñến 2 lần tr

4/- Tốc ñộ tăng ñiện áp cho phép, dU

Thyristor ñược sử dụng như một phần tử có ñiều khiển, tức Thyristro ñược phân cực thuận (UAK > 0) và có tín hiệu ñiều khiển thì nó mới cho phép dòng ñiện chạy qua Nhưng khi Thyristor ñược phân cực thuận chưa có Uñk thì phần lớn ñiện áp rơi trên lớp tiếp giáp J2 như ñược chỉ ra trên hình 1.5

Lớp tiếp giáp J2 bị phân cực ngược

nên ñộ dày của nó nở ra, tạo ra vùng

không gian nghèo ñiện tích, cản trở dòng

ñiện chạy qua Vùng không gian này có

thể coi như một tụ ñiện có ñiện dung

2

J

Khi có ñiện áp biến thiên với tốc ñộ lớn,

dòng ñiện của tụ ñiện có giá trị ñáng kể,

ñóng vai trò như dòng ñiều khiển Kết

quả là Thyristor có thể mở ra khi chưa có tín hiệu ñiều khiển vào cực ñiều khiển G Tốc ñộ tăng ñiện áp là một thông số ñể phân biệt giữa Thyristor tần số thấp với các Thyristor tần số cao Ở Thyristor tần số thấp, dU/dt vào khoảng 50 ñến 200 v/µs; với các Thyristor tần số cao dU/dt có thể ñạt 500 ñến 2000 V/µs

5/- Tốc ñộ tăng dòng cho phép, dI

Khi Thyristor bắt ñầu mở, không phải mọi ñiểm trên tiết diện tinh thể bán dẫn của nó ñều dẫn dòng ñồng ñều Dòng ñiện sẽ chạy qua bắt ñầu ở một số ñiểm, gần với cực ñiều khiển nhất, sau ñó sẽ lan toả dần sang các ñiểm khác trên toàn bộ tiết diện Nếu tốc ñộ tăng dòng quá lớn có thể dẫn ñến mật ñộ dòng ñiện ở các ñiểm dẫn ban ñầu quá lớn, sự phát nhiệt cục bộ quá mãnh liệt có thể dẫn ñến hỏng cục bộ, từ

ñó dẫn ñến hỏng toàn bộ tiết diện tinh thể bán dẫn

Tốc ñộ tăng dòng cũng phân biệt Thyristor tần số thấp, có dI/dt cỡ 50 ÷ 100 A/µs, với các Thyristor tần số cao với dI/dt cỡ 500 ÷ 2000 A/µs Trong các ứng

A

K

CJ2 J3

J1 J2

i=CJ2(du/dt) n

Hình 1.5 Hiệu ứng dU/dt tác dụng như

dòng ñiều khiển

dụng phải luôn ñảm bảo tốc ñộ tăng dòng dưới mức cho phép ðiều này ñạt ñược nhờ mắc nối tiếp các van bán dẫn với các cuộn kháng Cuộn kháng có thể lõi không khí hoặc lõi ferit Có thể dùng những xuyến ferit lồng lên thanh dẫn ñể tạo các ñiện kháng giá trị khác nhau tuỳ theo số lượng xuyến sử dụng Xuyến ferit tạo nên các ñiện kháng có tính chất của cuộn kháng bão hòa Khi dòng qua thanh dẫn nhỏ, ñiện kháng sẽ có giá trị lớn ñể hạn chế tốc ñộ tăng dòng; khi dòng ñiện lớn, cuộn kháng

bị bão hòa, ñiện cảm giảm gần như bằng không Như vậy, cuộn kháng kiểu này không gây sụt áp trong chế ñộ dòng ñịnh mức qua thanh dẫn

I.2 TRIAC

Triac là phần tử bán dẫn có cấu

trúc bán dẫn gồm năm lớp, tạo nên

cấu trúc p-n-p-n như ở Thyristor theo

cả hai chiều giữa các cực T1 và T2

như ñược thể hiện trên hình 1.16a

Triac có ký hiệu trên sơ ñồ như trên

hình 1.6b, có thể dẫn dòng theo cả

hai chiều T1 và T2 Về nguyên tắc,

Triac hoàn toàn có thể coi là tương

ñương với hai Thyristor ñấu song

song ngược như trên hình 1.6c

ðặc tính vôn-ampe của Triac

bao gồm hai ñoạn ñặc tính ở góc

phần tư thứ I và thứ III, mỗi ñoạn

ñều giống như ñặc tính thuận của

một Thyristor như ñược biểu diễn

trên hình 1.7a

Triac có thể ñiều khiển mở dẫn

dòng bằng cả xung dòng dương (dòng ñi vào cực ñiều khiển) hoặc bằng xung dòng

âm (dòng ñi ra khỏi cực ñiều khiển) Tuy nhiên xung dòng ñiều khiển âm có ñộ nhạy kém hơn Nguyên lý thực hiện ñiều khiển bằng xung dòng ñiều khiển âm ñược

biểu diễn trên hình 1.7b

Triac ñặc biệt hữu ích trong các ứng dụng ñiều chỉnh ñiện áp xoay chiều hoặc các công-tắc-tơ tĩnh ở dải công suất vừa và nhỏ

Hình 1.7 Triac: a) ðặc tính vôn-ampe b) ðiều khiển triac bằng dòng ñiều khiển âm

Hình 1.6 Triac: a) Cấu trúc bán dẫn; b) Ký hiệu; c) Sơ ñồ tương ñương với hai Thyristor song song

ngược

G

n

n n p n p T2

T2

G

T1 b) a)

I.3 THYRISTOR KHÓA đƯỢC Ở CỰC đIỀU KHIỂN, GTO

(Gate Turn - Off Thyristor)

Thyristor thường, như ựược giới thiệu ở mục I.1, ựược sử dụng rộng rãi trong

các sơ ựồ chỉnh lưu, từ công suất nhỏ vài KW ựến công suất cực lớn, khoảng vài trăm

MW đó là vì trong các sơ ựồ chỉnh lưu, Thyristor có thể khóa một cách tự nhiên dưới tác dụng của ựiện áp lưới, ựiện áp chỉnh lưu có thể ựiều chỉnh bằng cách chủ ựộng thay ựổi thời ựiểm mở của các Thyristor Tuy nhiên, với các ứng dụng trong các

bộ biến ựổi xung áp một chiều hoặc các bộ nghịch lưu, trong ựó các van bán dẫn luôn

bị ựặt dưới ựiện áp một chiều thì ựiều kiện ựể khóa tự nhiên sẽ không còn nữa Khi ựó việc dùng các Thyristor thường sẽ cần ựến các mạch chuyển mạch cưỡng bức rất phức tạp, gây tổn hao lớn về công suất, giảm hiệu suất của các bộ biến ựổi

Vào những năm 80 của thế kỷ trước, chuyển mạch của Thyristor là vấn ựề ựược rất nhiều nhà nghiên cứu quan tâm giải quyết Tuy nhiên, ngày nay các van bán dẫn ựiều khiển hoàn toàn với công nghệ hoàn chỉnh ựã ựược sản xuất hàng loạt làm nhiệm vụ của các nhà nghiên cứu nhẹ ựi rất nhiều

Các GTO, như tên gọi của nó, nghĩa là khóa lại ựược bằng cực ựiều khiển, có khả năng ựóng cắt các dòng ựiện rất lớn, chịu ựược ựiện áp cao giống như Thyristor,

là một van ựiều khiển hoàn toàn, có thể chủ ựộng cả thời ựiểm khóa dưới tác ựộng của tắn hiệu ựiều khiển Việc ứng

dụng các GTO ựã phát huy ưu ựiểm cơ

bản của các phần tử bán dẫn, ựó là khả

năng ựóng cắt dòng ựiện lớn nhưng lại

ựược ựiều khiển bởi các tắn hiệu ựiện

công suất nhỏ

Cấu trúc bán dẫn của GTO phức

tạp hơn so với Thyristor như ựược chỉ

ra trên hình 1.8 Ký hiệu của GTO

cũng chỉ ra tắnh chất ựiều khiển hoàn

toàn của nó đó là dòng ựiện ựi vào cực ựiều khiển ựể mở GTO, còn dòng ựi ra khỏi cực ựiều khiển dùng ựể di chuyển các ựiện tắch ra khỏi cấu trúc bán dẫn của nó, ựể khóa GTO lại

Trong cấu trúc bán dẫn của GTO lớp p, Anode ựược bổ sung các lớp n+ Dấu

Ộ+Ợ ở bên cạnh chỉ ra rằng mật ựộ các ựiện tắch tương ứng, các lỗ hoặc ựiện tử, ựược làm giàu thêm với mục ựắch làm giảm ựiện trở khi dẫn của các vùng này

Cực ựiều khiển vẫn ựược nối vào lớp p thứ ba nhưng ựược chia nhỏ ra và phân bố ựều so với lớp n + của Cathode

n+ n+ n+

n p

K G

Khi chưa có dòng ñiểu khiển, nếu Anode có ñiện áp dương hơn so với

Cathode thì toàn bộ ñiện áp sẽ rơi trên tiếp giáp J 2 ở giữa, giống như trong cấu trúc của Thyristor Tuy nhiên nếu Cathode có ñiện áp dương hơn so với Anode thì tiếp

giáp p + -n ở sát Anode sẽ bị ñánh thủng ngay ở ñiện áp rất thấp, nghĩa là GTO không

thể chịu ñược ñiện áp ngược

GTO ñược ñiều khiển mở bằng cách cho dòng vào cực ñiều khiển, giống như

ở Thyristor thường Tuy nhiên do cấu trúc bán dẫn khác nhau nên dòng duy trì ở GTO cao hơn ở Thyristor thường Do ñó, dòng ñiều khiển phải có biên ñộ lớn hơn và duy trì trong thời gian dài hơn ñể dòng qua GTO kịp vượt xa giá trị dòng duy trì Giống như ở Thyristor thường, sau khi GTO ñã dẫn thì dòng ñiều khiển không còn tác dụng Như vậy, có thể mở GTO bằng các xung ngắn, với công suất không ñáng kể

ðể khoá GTO, một xung dòng phải ñược lấy ra từ cực ñiều khiển Khi van ñang dẫn dòng, tiếp giáp J2 chứa một số lượng lớn các ñiện tích sinh ra do tác dụng của hiệu ứng bắn phá "vũ bão" tạo nên vùng dẫn ñiện, cho phép các ñiện tử di

chuyển từ Cathode, vùng n + ñến Anode, vùng p +, tạo nên dòng Anode Bằng cách lấy ñi một số lượng lớn các ñiện tích qua cực ñiêu khiển, vùng dẫn ñiện sẽ bị co hẹp

và bị ép về phía vùng n + của Anode và vùng n + của Cathode Kết quả là dòng Anode sẽ bị giảm cho ñến khi bằng 0

Dòng ñiều khiển ñược duy trì một thời

gian ngắn ñể GTO phục hồi tính chất

khóa

Yêu cầu về xung ñiều khiển và

nguyên tắc thực hiện ñược thể hiện

trên hình 1.9 Hình 1.9a thể hiện xung

dòng khoá GTO phải có biên ñộ rất

lớn, vào khoảng 20 ÷ 25% biên ñộ

dòng Anode-Cathode Một yêu cầu

quan trọng nữa là xung dòng ñiều khiển

phải có ñộ dốc sườn xung rất lớn, sau

khoảng 0,5 ÷1µs ðiều này giải thích

tại sao nguyên lý thực hiện tạo xung

dòng khoá là nối mạch cực ñiều khiển

vào một nguồn dòng Về nguyên tắc,

nguồn dòng có nội trở bằng không và

có thể cung cấp một dòng ñiện vô cùng

15V 0V

K V

V A

G K

Sơ ñồ ñơn giản trên hình 1.10 mô tả việc thực hiện nguyên lý ñiều khiển trên

Mạch ñiện dùng hai khoá Transistor T1, T2 Khi tín hiệu ñiều khiển là 15V, T1 mở, dòng chạy từ nguồn 15V qua ñiện trở hạn chế R1 nạp ñiện cho tụ Cl tạo nên dòng chạy vào cực ñiều khiển của GTO Khi tụ C1 nạp ñầy ñến ñiện áp của diode ổn áp

Dz (12V), dòng ñiều khiển kết thúc Khi tín hiệu ñiều khiển ñưa vào cực gốc T1, T2

T2 sẽ mở do có ñiện áp trên tụ C1, tụ C1 bị ngắn mạch qua cực ñiều khiển và Cathode, Transistor T2 tạo nên dòng ñi ra khỏi cực ñiều khiển, khoá GTO lại Diode

Dz ngăn không cho tụ C, nạp ngược lại

Ở ñây vai trò của nguồn áp chính là tụ Cl, do ñó tụ Cl Phải chọn là loại có chất lượng rất cao Transistor T2 phải chọn là loại chịu ñược xung dòng có biên ñộ lớn chạy qua

I.4 TRANSISTOR CÔNG SUẤT, BJT (Bipolar Junction Transistor)

Transistor là phần tử bán dẫn có cấu

trúc bán dẫn gồm 3 lớp bán dẫn p-n-p

(bóng thuận) hoặc n-p-n (bóng ngược),

tạo nên hai tiếp giáp p-n Cấu trúc này

thường ñược gọi là Bipolar Junction

Transistor (BJT), vì dòng ñiện chạy trong

cấu trúc này bao gồm cả hai loại ñiện tích

âm và dương (Bipolar nghĩa là hai cực

tính) Transistor có ba cực: Base (B),

Collector (C) và Emitter (E) BJT công

suất thường là loại bóng ngược Cấu trúc tiêu biểu và ký hiệu trên sơ ñồ của một

BJT công suất ñược biểu diễn trên hình 1.11, trong ñó lớp bán dẫn n xác ñịnh ñiện

áp ñánh thủng của tiếp giáp B-C và do ñó của C-E

Trong chế ñộ tuyến tính, hay còn gọi là chế ñộ khuếch ñại, Transistor là phần

tử khuếch ñại dòng ñiện với dòng Collector Ic bằng β lần dòng Base (dòng ñiều khiển), trong ñó β là hệ số khuếch ñại dòng ñiện

Ic = β.IBTuy nhiên, trong ñiện tử công suất Transistor chỉ ñược sử dụng như một phần

tử khoá Khi mở dòng ñiều khiển phải thỏa mãn ñiều kiện:

C B

I I

Trong ñó k bh = 1,2 ÷ 1,5 gọi là hệ số bão hoà Khi ñó Transistor sẽ ở trong chế

ñộ bão hòa với ñiện áp giữa Collector và Emitter rất nhỏ, cỡ 1 ÷ 1,5V, gọi là ñiện áp bão hòa, U CE bh.

Khi khoá, dòng ựiều khiển I B bằng không, lúc ựó dòng Collector gần bằng không, ựiện áp U CE sẽ lớn ựến giá trị ựiện áp nguồn cung cấp cho mạch tải nối tiếp với Transistor

Tổn hao công suất trên Transistor bằng tắch của dòng ựiện Collector với ựiện

áp rơi trên Collector-Emitter, sẽ có giá trị rất nhỏ trong chế ựộ khoá

Trong cấu trúc bán dẫn của BJT, ở chế ựộ khoá, cả hai tiếp giáp B-E và B-C ựều bị phân cực ngược điện áp ựặt giữa Collector-Emitter sẽ rơi chủ yếu trên vùng trở kháng cao của tiếp giápp−n− độ dày và mật ựộ ựiện tắch của lớp n− xác ựịnh khả năng chịu ựiện áp của cấu trúc BJT Transistor ở trong chế ựộ tuyến tắnh nếu tiếp giáp B-E phân cực thuận và tiếp giáp B-C phân cực ngược Trong chế ựộ tuyến tắnh, số ựiện tắch dương ựưa vào từ cực Base sẽ kắch thắch các ựiện tử từ tiếp giáp B-C thâm nhập vào vùng Base, tại ựây chúng ựược trung hòa hết Kết quả là tốc ựộ trung hòa quyết ựịnh dòng Collector tỷ lệ với dòng Base, I c =βI B Transistor ở trong chế ựộ bão hòa nếu cả hai tiếp giáp B-E và B-C ựều ựược phân cực thuận Các

ựiện tử sẽ thâm nhập vào ựầy vùng Base, vùng p, từ cả hai tiếp giáp B-E và B-C, và

nếu các ựiện tắch dương ựược ựưa vào từ cực Base có số lượng dư thừa thì các ựiện tắch sẽ không bị trung hòa hết, kết quả là vùng Base sẽ trở nên vùng có ựiện trở nhỏ, dòng ựiện có thể chạy qua Cũng do tốc ựộ trung hòa ựiện tắch không kịp nên Transistor không còn khả năng khống chế dòng ựiện ựược nữa và giá trị dòng ựiện

sẽ hoàn toàn do mạch ngoài quyết ựịnh đó là chế ựộ mở bão hòa Cơ chế tạo ra

dòng ựiện ở ựây là sự thâm nhập của các ựiện tắch khác dấu vào vùng Base p, các

ựiện tử, vì vậy BJT còn gọi là cấu trúc với các hạt mang ựiện phi cơ bản, phân biệt với cấu trúc MOSFET, là cấu trúc với các hạt mang ựiện cơ bản

I.4.1 ðặc tính ñóng cắt của Transistor

Chế ñộ ñóng cắt của Transistor phụ thuộc chủ yếu vào các tụ ký sinh giữa các tiếp giáp B-E và B-C, C BE và C BC Ta phân tích quá trình ñóng cắt của một

Transistor qua sơ ñồ khoá trên hình 1.12a, trong ñó Transistor ñóng cắt một tải thuần trở R t dưới ñiện áp +U n ñiều khiển bởi tín hiệu ñiện áp từ

Theo ñồ thị ở hình 1.12, trong khoảng thời gian (1), BJT ñang trong chế ñộ

khoá với ñiện áp ngược

U của tiếp giáp B-E, cỡ 0,6 ÷ 0,7V, bằng ñiện áp rơi trên diode theo chiều thuận, thì quá trình nạp kết thúc Dòng ñiện và ñiện áp trên BJT chỉ bắt ñầu thay ñổi khi U BE giá trị không ở ñầu giai ñoạn (3) Khoảng thời gian (2) gọi là thời gian trễ khi mở, t d on( ) của BJT

b/- D¹ng sãng dßng, ¸p

Trong khoảng (3), các ñiện tử xuất phát từ Emitter thâm nhập vào vùng Base, vượt qua tiếp giáp B-C làm xuất hiện dòng Collector Các ñiện tử thoát ra khỏi Collector càng làm tăng thêm các ñiện tử ñến từ Emitter Quá trình tăng dòng I C,

*

B B

i là dòng ñầu vào của Transistor, i C =βi B

Dòng Collector tăng dần theo quy luật hàm mũ, ñến giá trị cuối cùng là

1

I ( ) = .I ∞ β Tuy nhiên chỉ ñến cuối giai ñoạn (3) thì dòng ICñã ñạt ñến giá trị bão hòa, IC.bh, BJT ra khỏi chế ñộ tuyến tính và ñiều kiện i C =βi B không còn tác dụng nữa Trong chế ñộ bão hòa cả hai tiếp giáp B-E và B-C ñều ñược phân cực thuận

Vì khoá làm việc với tải trở trên Collector nên ñiện áp trên Collector - Emitter V CE

cũng giảm theo cùng tốc ñộ với sự tăng của dòng I C Khoảng thời gian (3) phụ thuộc vào ñộ lớn của dòng

1

B

I , dòng này càng lớn thì thời gian này càng ngắn Trong khoảng (4), phần cuối của ñiện áp U CE tiếp tục giảm ñến giá trị ñiện áp bão hòa cuối cùng xác ñịnh bởi biểu thức:

*

B B

Lúc ñầu các ñiện tích ñược di chuyển ra ngoài bằng dòng không ñổi

2

B

I Giai ñoạn di chuyển kết thúc ở cuối giai ñoạn (6) khi mật ñộ ñiện tích trong tiếp giáp Base-Collector giảm về bằng không và sau ñó tiếp giáp nay bắt ñầu bị phân cực ngược Khoảng thời gian (6) gọi là thời gian trễ khi khoá, t d off( )

Trong khoảng (7), dòng Collector I C bắt ñầu giảm về bằng không, ñiện áp

CE

U sẽ tăng dần tới giá trị +U n Trong khoảng này BJT làm việc trong chế ñộ tuyến tính, trong ñó dòng IC tỷ lệ với dòng Base Tụ C BC bắt ñầu nạp tới giá trị ñiện áp ngược, bằng U n Lưu ý rằng trong giai ñoạn này, tại vùng Base trên sơ ñồ hình

1.12a, ta có:

B C BC B

Trong ñó: I C BC. là dòng nạp của tụ C BC; i B là dòng ñầu vào của Transistor Từ

ñó có thể thấy quy luật I C =β.i B vẫn ñược thực hiện Tiếp giáp B-E vẫn ñược phân cực thuận, tiếp giáp B-C bị phân cực ngược ðến cuối khoảng (7) Transistor mới khoá lại hoàn toàn

Trong khoảng (8), tụ Base-Emitter tiếp tục nạp tới ñiện áp ngược

2

B

U

−

Transistor ở chế ñộ khoá hoàn toàn trong khoảng (9)

c Dạng tối ưu của dòng ñiều khiển khoá Transistor

Transistor có thể khoá lại bằng cách cho ñiện áp ñặt giữa Base-Emitter bằng không, tuy nhiên có thể thấy rằng khi ñó thời gian khoá sẽ bị kéo dài ñáng kể Khi dòng

2 0

B

I = , toàn bộ ñiện tích tích lũy trong cấu trúc bán dẫn của Transistor sẽ suy giảm dần dần tới khi Transitor có thời gian khóa

Có thể rút ngắn thời gian mở, khoá

Transistor bằng cách cưỡng bức quá trình di

chuyển ñiện tích nhờ dạng dòng ñiện ñiều khiển

như biểu diễn trên hình 1.13 Ở thời ñiểm mở,

dòng

1

B

I có giá trị lớn hơn nhiều so với giá trị

cần thiết ñể bão hòa BJT trong chế ñộ dẫn,

( ) bh. C

B on

I =k I Như vậy thời gian trễ khi mở I B on( )

và thời gian mở t r on( ) (khoảng (3) trên ñồ thị hình 1.12b) sẽ ñược rút ngắn

t và thời gian khoá t r off( ) (khoảng (7) trên ñồ thị hình 1.12b)

Tuy nhiên, dòng I B cũng làm nóng các tiếp giáp trong BJT, vì vậy giá trị biên

ñộ của chúng cũng phải ñược hạn chế phù hợp theo các giá trị giới hạn cho trong các ñặc tính kỹ thuật của nhà sản xuất

Hình 1.13 Dạng dòng ñiện ñiều khiển lý tưởng cho một khóa BJT

i B (t)

I B1

K bh I C

t

I.4.2 ðặc tính tĩnh của BJT và cách mắc sơ ñồ Darlington

ðặc tính tĩnh của một BJT cho trên hình

l.14a và b ðặc tính trên hình 1.14a biểu diễn

mối quan hệ giữa dòng Collector và dòng

Base (I C,I B), tại các ñiện áp UCE khác nhau

với vùng làm việc tuyến tính, và vùng bão

hoà Với một dòng làm việc IC nào ñó, ñể có

ñược ñiện áp rơi trên BJT nhỏ thì dòng IB phải

tương ñối lớn ðộ nghiêng của ñường ñặc tính

ñiều khiển β = ∆IC/∆IB thể hiện hệ số khuếch

ñại dòng ñiện Có thể thấy rằng hệ số khuếch

ñại dòng ñiện của BJT công suất tương ñối

thấp, thông thường β ≤ 10, ñiều này nghĩa là

BJT yêu cầu dòng ñiều khiển tương ñối lớn

Hệ số khuếch ñại dòng ñiện giảm mạnh khi

dòng làm việc lớn hơn Có thể giảm ñược

dòng ñiều khiển nhờ cách mắc Darlington

ðặc tính ra, thể hiện trên hình 1.14b, là

mối quan hệ giữa dòng Collector và ñiện áp Collector, UCE với IB là có ba giá trị ñiện áp ñánh thủng UCE0, UCB0, USUS Các giá trị ñiện áp này ñược cho trong các ñặc tính kỹ thuật của nhà sản xuất UCB0 là ñiện áp ñánh thủng tiếp giáp Base-Collector khi hở mạch Emitter UCB0 là ñiện áp ñánh thủng Collector - Emitter khi dòng ñiều khiển bằng không Có thể thấy UCE0 có giá trị lớn hơn

ñiện áp ñánh thủng Collector-Emitter khi dòng ñiều

khiển lớn hơn không, USUS Vì vậy ñể tăng khả năng

chịu ñiện áp của phần tử khi khoá phải ñảm bảo rằng

dòng ñiều khiển IB bằng không Nói chung ñiện áp làm

việc phải nhỏ hơn USUS

* Cách mắc sơ ñồ Darlington :

Nói chung các BJT có hệ số khuếch ñại dòng ñiện

tương ñối thấp, dẫn ñến dòng ñiều khiển yêu cầu quá

lớn Sơ ñồ mắc Darlington là cách nối hai Transistor

Q1, Q2 với hệ số khuếch ñại dòng tương ứng βl, β2 như ñược biểu diễn trên hình

1.15, có hệ số khuếch ñại dòng chung bằng: β = βl.β2 ðể tăng hệ số khuếch ñại dòng hơn nữa có thể mắc Darlington từ ba Transistor Người ta sản xuất các Transistor Darlington trong cùng một vỏ, trong ñó tích hợp diode D1 dùng ñể cưỡng bức quá trình khoá Q2

Tuy nhiên cách nối Darlington làm cho ñiện áp rơi trên Collector-Emitter của Transistor hợp thành lớn hơn so với trường hợp chỉ dùng một Transistor, nghĩa là

Hình 1.15 Tranzito mắc Darlington

Hình 1.14 ðặc tính tĩnh của BJT a) ðặc tính ñiều khiển; b) ðặc tính ra

∆

B

I

∆

tổn thất trên phần tử khi dẫn dòng cũng lớn hơn ðiều này có thể ñược chứng tỏ qua

sơ ñồ ở hình 1.15 vì ñiện áp giữa Collector-Emitter của mạch Darlington bằng:

UCE = UCE.Q1 + UBE.Q2 Trong ñó UBE.Q2 có giá trị không ñổi khi Transistor dẫn dòng

I.5 TRANSISTOR TRƯỜNG, MOSFET

(Metal-Oxlde-Semiconductor Field-Effect Transistor)

I.5.1 Cấu tạo và nguyên lý hoạt ñộng của MOSFET

Khác với cấu trúc BJT, MOSFET có

cấu trúc bán dẫn cho phép ñiều khiển bằng

ñiện áp với dòng ñiện ñiều khiển cực nhỏ

Hình 1.16 a và b thể hiện cấu trúc bán dẫn

và ký hiệu của một MOSFET kênh dẫn

kiểu n Trong ñó (G - Gate) là cực ñiều

khiển ñược cách ly hoàn toàn với cấu trúc

bán dẫn còn lại bởi lớp ñiện môi cực

mỏng nhưng có ñộ cách ñiện cực lớn

ñioxil-silic (SiO2) Hai cực còn lại là cực

gốc (S - Source) và cực máng (D - Drain) Cực máng là cực ñón các hạt mang ñiện

Nếu kênh dẫn là n thì các hạt mang ñiện sẽ là các ñiện tử (electron), do ñó cực tính ñiện áp của cực máng sẽ là dương so với cực

gốc Trên ký hiệu phần tử, phần chấm gạch giữa

D và S ñể chỉ ra rằng trong ñiều kiện bình

thường không có một kênh dẫn thực sự nối giữa

D và S Cấu trúc bán dẫn của MOSFET kênh dẫn

kiểu p cũng tương tự nhưng các lớp bán dẫn sẽ

có kiểu dẫn ñiện ngược lại Tuy nhiên ña số các

MOSFET công suất là loại có kênh dẫn kiểu n

Trên Hình 1.17 mô tả sự tạo thành kênh

dẫn trong cấu trúc bán dẫn của MOSFET Trong

chế ñộ làm việc bình thường uDS > 0 Giả sử

ñiện áp giữa cực ñiều khiển và cực gốc bằng

không, uDS = 0, khi ñó kênh dẫn sẽ hoàn toàn

không xuất hiện Giữa cực gốc và cực máng sẽ là

tiếp giáp p-n- phân cực ngược ðiện áp uDS sẽ

hoàn toàn rơi trên vùng nghèo ñiện tích của tiếp

giáp này (hình 1.17a)

Nếu ñiện áp ñiều khiển âm, UGS < 0, thì

vùng bề mặt giáp cực ñiều khiển sẽ tích tụ các lỗ (p), do ñó dòng ñiện giữa cực gốc

p

n

n n

n p

n

-Cùc gèc (S Source)

Cùc ®iÒu khiÓn (G Gate)

n

Cùc m¸ng (D Drain)

Hình 1.17 Sự tạo thành kênh dẫn trong cấu trúc MOSTET

p

n

n n

n p

n p

c)

và cực máng sẽ không thể xuất hiện Khi ñiện áp ñiều khiển là dương, UGS > 0 và

ñủ lớn bề mặt tiếp giáp cực ñiều khiển sẽ tích tụ các ñiện tử, và một kênh dẫn thực

sự ñã hình thành (hình 1.17b) Như vậy trong cấu trúc bán dẫn của MOSFET, các

phần tử mang ñiện là các ñiện tử, giống như của lớp n tạo nên cực máng, nên MOSFET ñược gọi là phần tử với các hạt mang ñiện cơ bản, khác với các cấu trúc của BJT, IGBT, Thyristor là các phần tử với các hạt mang ñiện phi cơ bản Dòng ñiện giữa cực gốc và cực máng bây giờ sẽ phụ thuộc vào ñiện áp UDS

Từ cấu trúc bán dẫn của MOSFET (hình 1.17c), có thể thấy rằng giữa cực

máng và cực gốc tồn tại một tiếp giáp p-n- tương ñương với một diode ngược nối giữa D và S Trong các sơ ñồ bộ biến ñổi, ñể trao ñổi năng lượng giữa tải và nguồn thường cần có các diode ngược mắc

song song với các van bán dẫn Như vậy

ưu ñiểm của MOSFET là ñã có sẵn một

diode nội tại như vậy

Trên Hình 1.18 thể hiện ñặc tính

tĩnh của một khoá MOSFET Khi ñiện

áp ñiều khiển UGS nhỏ hơn một ngưỡng

nào ñó, cỡ 3V, MOSFET ở trạng thái

khoá với ñiện trở rất lớn giữa cực máng

D và cực gốc S Khi UGS cỡ 5 - 7V,

MOSFET sẽ ở trong chế ñộ dẫn Thông

thường ñiều khiển MOSFET bằng ñiện áp ñiều khiển cỡ 15V ñể làm giảm ñiện áp rơi trên D và S Khi ñó UDS sẽ gần như tỷ lệ với dòng ID

ðặc tính tĩnh của MOSFET có thể ñược tuyến tính hoá chỉ bao gồm hai ñoạn

thể hiện hai chế ñộ khoá và dẫn dòng như ñược thể hiện trên cùng hình 1.18 Theo

ñặc tính này dòng qua MOSFET chỉ xuất hiện khi ñiện áp ñiều khiển vượt qua một giá trị ngưỡng UGS(th) Khi ñó ñộ nghiêng của ñường ñặc tính khi dẫn dòng ñặc trưng bởi ñộ dẫn: = ∆

m

GS

I G

U

Trong ñó: UGS(th), gm là những thông số của MOSFET Người ta có thể dùng giá trị nghịch ñảo của gm là ñiện trở thuận RDS(ON) ñể ñặc trưng cho quá trình dẫn của MOSFET

I.5.2 ðặc tính ñóng cắt của MOSFET

Do là một phần tử với các hạt mang ñiện cơ bản, MOSFET có thể ñóng cắt với tần số rất cao Tuy nhiên ñể có thể ñạt ñược thời gian ñóng cắt rất ngắn thì vấn ñề ñiều khiển là rất quan trọng Cơ chế ảnh hưởng ñến thời gian ñóng cắt của MOSFET là các tụ ñiện ký sinh giữa các cực

Trên Hình 1.19a thể hiện các thành phần tụ ñiện ký sinh tạo ra giữa các

phần trong cấu trúc bán dẫn của MOSFET Tụ ñiện giữa cực ñiều khiển và cực gốc CGS Phải ñược nạp ñến ñiện áp UGS(th) trước khi dòng cực máng có thể xuất hiện Tụ giữa cực ñiều khiển và cực máng CGD có ảnh hưởng mạnh ñến giới hạn

tốc ñộ ñóng cắt của MOSFET Hình 1.19b chỉ ra sơ ñồ tương ñương của một

MOSFET và các tụ ký sinh tương ứng

Các tụ này thực ra có giá trị thay ñổi tùy theo mức ñiện áp, ví dụ CGD thay ñổi theo ñiện áp UDS giữa giá trị thấp CGDI và giá trị cao CGDh ñược chỉ ra trên hình 1.20

a Quá trình mở

Giả sử ta xét quá trình mở MOSFET, làm việc với tải trở cảm, có diode không ðây là chế ñộ làm việc tiêu biểu của các khóa bán dẫn Sơ ñồ và ñồ thị dạng dòng

ñiện, ñiện áp của quá trình mở MOSFET ñược thể hiện trên hình 1.21a và hình

1.21b Tải cảm trong sơ ñồ thể hiện bằng nguồn dòng nối song song ngược với

Hình 1.19 Mô hình một khóa MOSFET a/- Các thành phần tụ ký sinh giữa các lớp bán dẫn trong cấu trúc MOSFET b/- Mạch ñiện tương ñương

S

Driver IG

R dr

R Gint G

diode dưới ñiện áp một chiều UDD MOSFET ñược ñiều khiển bởi ñầu ra của vi mạch DRIVER dưới nguồn nuôi UCC nối tiếp quang ñiện trở RGext Cực ñiều khiển

có ñiện trở nội RGint Khi có xung dương ở ñầu vào của DRIVE, ở ñầu ra của nó sẽ

có xung với biên ñộ UP ñưa ñến trở RGext

Như vậy UGS sẽ tăng với hằng số thời gian xác ñịnh bởi:

T1 = (Rdr + RGext + RGint).(CGS + CGDI)

Trong ñó tụ CGD ñang ở mức thấp, CGD1 do ñiện áp UDS ñang ở mức cao Theo ñồ thị, trong khoảng thời gian từ 0 ñến t1, tụ (CGS + CDSI) ñược nạp theo quy luật hàm mũ tới giá trị ngưỡng UGS(th) Trong khoảng này cả ñiện áp UDS lẫn dòng ID ñều chưa thay ñổi td(on) = t1 gọi là thời gian trễ khi mở Bắt ñầu từ thời ñiểm

t1 khi UGS ñã vượt qua giá trị ngưỡng, dòng cực máng ID bắt ñầu tăng, tuy nhiên ñiện áp UDS vẫn giữ nguyên ở giá trị ñiện áp nguồn UDD

Trong khoảng t1 ñến t2, dòng ID tăng tuyến tính rất nhanh, ñạt ñến giá trị dòng tải Từ t2 trở ñi, khi UGS ñạt ñến mức, gọi là mức Miller, ñiện áp UDS bắt ñầu giảm rất nhanh Trong khoảng từ t2 ñến t4, ñiện áp UGS bị găm ở mức Miller, do

ñó dòng IG cũng có giá trị không ñổi Khoảng này gọi là khoảng Miller Trong khoảng thời gian này, dòng ñiều khiển là dòng phóng cho tụ CGD ñể giảm nhanh ñiện áp giữa cực máng và cực gốc UDS

Sau thời ñiểm t4, UGS lại tăng tiếp tục vợi hằng số thời gian:

Nếu coi diode không D không phải là lý tưởng thì quá trình phục hồi của diode

sẽ ảnh hưởng ñến dạng sóng của sơ ñồ như chỉ ra trong hình 1.22, theo ñó dòng ID

có ñỉnh nhô cao ở thời ñiểm t2 tương ứng với dòng ngược của quá trình phục hồi diode D

b Quá trình khoá MOSFET

Dạng sóng của quá trình khoá thể hiện trên hình 1.23 Khi ñầu ra của vi mạch

ñiều khiển Driver xuống ñến mức không UGS bắt ñầu giảm theo hàm mũ với hằng

số thời gian T2 = (Rdr + RGext + RGint).(CGS + CGDh) từ 0 ñến t1 Tuy nhiên sau thời ñiểm t3 thì hằng số thời gian lại là:

T1 = (Rdr + RGext + RGint).(CGS + CGDI)

Từ 0 ñến t1 là thời gian trễ khi khoá td(off), dòng ñiều khiển phóng ñiện cho tụ

CGS và tụ CGD Sau thời ñiểm t, ñiện áp USD bắt ñầu tăng từ ID.RDS(on) ñến giá trị cuối cùng tại t3, trong khi ñó dòng ID vẫn giữ nguyên mức cũ Khoảng thời gian từ t2ñến t3 tương ứng với mức Miller, dòng ñiều khiển và ñiện áp trên cực ñiều khiển giữ nguyên giá trị không ñổi Sau thời ñiềm t3 dòng ID bắt ñầu giảm về ñến không ở thời ñiềm t4 Từ t4 MOSFET bị khoá hẳn

Hình 1.21b Quá trình mở một

MOSFET (ðồ thị dòng ñiện, ñiện áp)

t e P t GS U

t

e P U t GS

trình phục hồi diode (ðồ thị dòng ñiện, ñiện áp)

c Các thông số thể hiện khả năng ñóng cát của MOSFET

Như vậy thời gian trễ khi mở, khi khoá phụ thuộc giá trị các tụ ký sinh

CGS.CGD.CDS, tuy nhiên các thông số kỹ thuật của MOSFET thường ñược cho dưới dạng các trị số tụ CISS, CRSS, COSS dưới những ñiều kiện nhất ñịnh như ñiện áp UDS,

UGS Có thể tính ra các tụ ký sinh như sau:

CGD = 2(CRSS.làm việc).(UDS.làm việc /UDS.off)1/2

COSS = 2(COSS.làm việc).(UDS.làm việc /UDS.off)1/2

ðể xác ñịnh công suất của mạch ñiều khiển MOSFET, các tài kiệu kỹ thuật thường cho thông số ñiện tích nạp cho cực ñiều khiển QG (ñơn vị: Culông (C)) dưới ñiện áp khi khoá giữa cực máng và cực gốc UDS(off) nhất ñịnh Khi ñó công suất mạch ñiều khiển ñược tính bằng:

Pñiều khiển = UCC.Qg.fgwtrong ñó: fgw là tần số ñóng cắt của MOSFET

Tổn hao công suất do quá trình ñóng cắt trên MOSFET ñược tính bằng:

1 2

b/- Dạng sóng

a)

b)

I.6 TRANSISTOR CÓ CỰC ðIỀU KHIỂN CÁCH LY, IGBT

(Insulated Gate Bipolar Transistor)

I.6.1 Cấu tạo và nguyên lý hoạt ñộng

IGBT là phần tử kết hợp khả năng ñóng cắt nhanh của MOSFET và khả năng chịu tải lớn của Transistor thường Về mặt ñiều khiển, IGBT gần như giống hoàn toàn MOSFET, nghĩa là ñược ñiều khiển bằng ñiện áp, do ñó công suất ñiều khiển

yêu cầu cực nhỏ Hình 1.24 giới thiệu cấu trúc bán ñẫn của một IGBT

Về cấu trúc bán dẫn, IGBT rất giống với MOSFET, ñiểm khác nhau là có thêm lớp p nối với Collector tạo nên cấu trúc bán dẫn p-n-p giữa Emitter (tương tự cực gốc) với Collector (tương tự với cực máng), không phải là n-n như ở MOSFET

(hình 1.24b) Có thề coi IGBT tương ñương với một Transistor p-n-p với dòng Base ñược ñiều khiển bởi một MOSFET (hình 1.24b và c)

Dưới tác dụng của ñiện áp ñiều khiển UGE > 0, kênh dẫn với các hạt mang ñiện

là các ñiện tử ñược hình thành, giống như ở cấu trúc MOSFET Các ñiện tử di chuyển về phía Collector vượt qua lớp tiếp giáp n--p như ở cấu trúc giữa Base và Collector ở Transistor thường tạo nên dòng Collector

I.6.2 ðặc tính ñóng cắt của IGBT

Do có cấu trúc p-n--p mà ñiện áp thuận

giữa C và E trong chế ñộ dẫn dòng ở IGBT

thấp hơn so với ở MOSFET Tuy nhiên cũng

do cấu trúc này mà thời gian ñóng cắt của

IGBT chậm hơn so với MOSFET ñặc biệt là

khi khóa lại Trên hình 1.24b và c thể hiện cấu

trúc tương ñương của IGBT với một

MOSFET và một p-n-p Transistor Ký hiệu

dòng qua IGBT gồm hai thành phần: i1 là dòng qua MOSFET, i2 là dòng qua Transistor Phần MOSFET trong IGBT có thể khóa lại nhanh chóng nếu xả hết

Hình 1.24 IGBT a) Cấu trúc bán dẫn; b) Cấu trúc tương ñương với một tranzito n-p-n và một MOSFET; c) Sơ ñồ tương ñương; d) Ký hiệu

C E

C - (Collector)

p

n+p

U dc

+ -

ñược ñiện tích giữa G và E, do ñó dòng il sẽ

bằng không Tuy nhiên thành phần dòng i2

sẽ không thể suy giảm nhanh ñược do

lượng ñiện tich tích lũy trong lớp n- (tương

ñương với Base của cấu trúc p-n-p) chỉ có

thể mất ñi do quá trình tự trung hòa ñiện

tích ðiều này dẫn ñến xuất hiện vùng dòng

ñiện bị kéo dài khi khóa một IGBT Ta sẽ

kháo sát quá trình mở và khóa một IGBT

theo sơ ñồ thử nghiệm cho trên hình 1.25

Trên sơ ñồ IGBT ñóng cắt một tải cảm có

diode Do mắc song song IGBT ñược ñiều

khiển bởi nguồn tín hiệu với biên ñộ UG nối

với cực ñiều khiến G qua ñiện trở RC Trên

sơ ñổ Cgc, Cgc thể hiện các tụ ký sinh giữa

cực ñiều khiển và Collector, Emitter

a Quá trình mở IGBT

Quá trình mở IGBT diễn ra rất giống với quá trình này ở MOSFET khi ñiện áp ñiều khiển dầu vào tăng từ không ñến giá trị UG Trong thời gian trễ khi mở td(on) tín hiệu ñiều khiển nạp ñiện cho tụ CGC làm ñiện áp giữa cực ñiều khiển và Emitter tăng theo quy luật hàm mũ, từ không ñến giá trị ngưỡng UGE(th) (khoảng 3 ñến 5V), chỉ bắt ñầu từ ñó MOSFET trong cấu trúc của IGBT mới bắt ñầu mở ra Dòng ñiện giữa Collector - Emitter tăng theo quy luật tuyến tính từ không ñến dòng tải Io trong thời gian tr Trong thời gian tr ñiện áp giữa cực ñiều khiển và Emitter tăng ñến giá trị UGEto xác ñịnh giá trị dòng I0 qua Collector Do diode D0, còn ñang dẫn dòng tải

I0, nên ñiện áp UCE vẫn bị găm lên mức ñiện áp nguồn một chiều Udc Tiếp theo quá trình mở diễn ra theo hai giai ñoạn, tfv1 và tfv2 Trong suốt hai giai ñoạn này ñiện áp giữa cực ñiều khiền giữ nguyên ở mức UGEIo (mức Miller), ñể duy trì dòng I0, do dòng ñiều khiển hoàn toàn là dòng phóng của tụ Cgc IGBT vẫn làm việc trong chế

ñộ tuyến tính Trong giai ñoạn ñầu diễn ra quá trình khóa và phục hồi của diode D0, dòng phục hồi của diode D0 tạo nên xung dòng trên mức dòng I0 của IGBT ðiện

áp UCE bắt ñầu giảm IGBT chuyển ñiểm làm việc qua vùng chế ñộ tuyến tính ñể sang vùng bão hòa Giai ñoạn hai tiếp diễn quá trình giảm ñiện trở trong vùng thuần trở của Collector, dẫn ñến ñiện trở giữa Collector - Emitter về ñến giá trị

Ron khi khóa bão hòa hoàn toàn UCE.on = I0.Ron

Hình 1.27 Quá trình khoá IGBT

Sau thời gian mở ton, khi tụ Cgc ựã Phóng ựiện xong, ựiện áp giữa cực ựiều khiển và Emitter tiếp tục tăng theo quy luật hàm mũ, với hằng số thời gian bằng

Dạng ựiện áp, dòng ựiện của quá trình

khoá thể hiện trên hình 1.27 Quá trình khóa

bắt ựầu khi diện áp ựiều khiển giảm từ UG

xuống -UG Trong thời gian trễ khi khóa td(off)

chỉ có tụ ựầu vào Cge phóng ựiện qua dòng

ựiều khiển ựầu vào với hằng số thời gian

bằng CgeRG, tới mức ựiện áp Miller Bắt dầu

từ mức Miller ựiện áp giữa cực ựiều khiển và

Emitter bị giữ không ựổi do ựiện áp Ucc bắt

ựầu tăng lên và do ựó tụ Cgc bắt ựầu ựược

nạp ựiện Dòng ựiều khiển bây giờ sẽ hoàn

toàn là dòng nạp cho tụ Cgc nên ựiện áp UGE

ựược giữ không ựổi điện áp Ucc tăng từ giá

trị bão hòa Ucc.on tới giá trị ựiện áp nguồn

Udc sau khoảng thời gian trV Từ cuối khoảng

trV diode D0 bắt ựầu mở ra cho dòng tải I0

ngắn mạch qua, do ựó dòng Collector bắt

ựầu giảm Quá trình giảm diễn ra theo hai

giai ựoạn, tfi1 và tfi2 Trong giai ựoạn ựầu,

thành phần dòng i1 của MOSFET trong cấu trúc bán dẫn IGBT suy giảm nhanh chóng về không điện áp UGC ra khỏi mức Miller và giảm về mức ựiện áp ựiều khiến ở ựầu vào -UG với hằng số thời gian:

RG(Cgc + Cgc)

Ở cuối khoảng tfi1, Ugc ựạt mức ngưỡng khóa của MOSFET UGE(th) tương ứng với việc MOSFET bị khóa hoàn toàn Trong giai ựoạn hai, thành phần dòng i2 của Transistor p-n-p bắt ựầu suy giảm Quá trình giảm dòng này có thể kéo rất dài vì các ựiện tắch trong lớp n- bị mất ựi do quá trình tự trung hòa ựiện tắch tại chỗ đó là vấn

ựề ựuôi dòng ựiện ựã nói ựến ở phần trên

Tổn hao năng lượng trong quá trình khóa có thể tính gần ñúng bằng:

ñó số lượng các ñiện tích thiểu số (các lỗ) tích tụ trong lớp này làm giảm ñiện trở ñáng kể Tuy nhiên các ñiện tích tích tụ này lại không có cách gì di chuyển ra ngoài một cách chủ ñộng ñược, làm tăng thời gian khóa của phần tử Ở ñây công nghệ chế tạo bắt buộc phải thoả hiệp So với MOSFET, IGBT có thời gian mở tương ñương nhưng thời gian khóa dài hơn, cỡ 1 ñến 5 µs

Thời gian khóa của IGBT có thế rút ngắn nếu thêm vào một lớp ñệm n+ như

trong cấu trúc Punch Through IGBT như minh họa trên hình 1.28 Cấu trúc này có

một Thyristor ký sinh lạo từ ba tiếp giáp bán dẫn p-n, J1 J2, J3 Trong cấu trúc này mật ñộ các ñiện tích dương, các lỗ, suy giảm mạnh theo hướng từ các lớp p+ ñến n-ñến n+, ñiều này giúp quá trình tự trung hòa các ñiện tích dương trong lớp n- xảy ra nhanh hơn Công nghệ này tạo ra các IGBT cực nhanh với thời gian khóa ≤ 2µs

I.6.3 Vùng làm việc an toàn, SOA (Safe Operating Area)

Vùng làm việc an toàn của các phần tử bán dẫn công suất, SOA, ñược thể hiện dưới dạng ñồ thị quan hệ giữa giá trị ñiện áp và dòng ñiện lớn nhất mà phần tử có thể hoại ñộng ñược trong mọi chế ñộ, khi dẫn, khi khóa cũng như trong quá trình

ñóng cắt SOA của IGBT có dạng như ñược biểu diễn trên hình 1.29

Hình 1.29 thể hiện SOA của IGBT trong hai trường hợp Hình 1.29a là SOA

khi ñiện áp ñặt lên cực ñiều khiển và Emitter là dương, hình 1.29b là SOA khi ñiện

áp này là âm SOA khi ñiện áp ñiều khiển dương có dạng hình chữ nhật với hạn chế

ở góc phía trên, bên phải, tương ứng với chế ñộ dòng ñiện và ñiện áp lớn ðiều này nghĩa là khi chu kỳ ñóng cắt càng ngắn, ứng với tần số làm việc càng cao, thì khả

Cùc m¸ng

Hình 1.28 Cấu trúc bán dẫn của một IGBT cực nhanh

(Punch Through IGBT)

năng dòng cắt công suất càng phải ựược suy giảm SOA khi ựặt ựiện áp ựiều khiển

âm lên cực ựiều khiển và Emitter lại bị giới hạn ở vùng công suất lớn do tốc ựộ tăng ựiện áp trên Collector - Emitter khi IGBT khóa lại đó là vì khi tốc ựộ tăng ựiện áp quá lớn sẽ dẫn ựến xuất hiện dòng ựiện lớn ựưa vào vùng p của cực ựiều khiển, tác dụng giống như dòng ựiều khiển làm IGBT mở trở lại như tác dụng ựối với cấu trúc của Thyristor Tuy nhiên khả năng chịu ựựng tốc ựộ tăng áp ở IGBT lớn hơn nhiều

so với ở các phần tử bán dẫn công suất khác

Giá trị lớn nhất của dòng Collector ICM ựược chọn sao cho tránh ựược hiện tượng chết giữ dòng, không khóa lại ựược, giống như ở Thyristor Hơn nữa, ựiện áp ựiều khiển lớn nhất UGE cũng phải ựược chọn ựể có thể giới hạn ựược dòng ựiện ICEtrong giới hạn lớn nhất cho phép này trong ựiều kiện sự cố ngắn mạch, bằng cách chuyển bắt buộc từ chế ựộ bão hòa sang chế ựộ tuyến tắnh Khi ựó dòng ICE ựược giới hạn không ựổi, không phụ thuộc vào ựiện áp UCE lúc ựó Tiếp theo IGBT phải ựược khóa lại trong ựiều kiện ựó, càng nhanh càng tốt ựể tránh phát nhiệt quá mãnh liệt Tránh ựược hiện tượng chốt giữ dòng bằng cách liên tục theo dõi dòng Collector là ựiều cần phải làm khi thiết kế ựiều khiển IGBT

I.6.4 Yêu cầu ựối với tắn hiệu ựiều khiển IGBT

IGBT là phần tử ựiều khiển bằng ựiện áp,

giống như MOSFET, nên yêu cầu ựiện áp ựiều

khiển liên tục trên cực ựiều khiển và Emitter ựế

xác ựịnh chế ựộ khóa, mở Mạch ựiều khiển

cho IGBT có yêu cầu tối thiểu như ựược biểu

diễn qua sơ ựồ trên hình 1.30 Tắn hiệu mở có

biên ựộ UCE, tắn hiệu khóa có biên ựộ -UCE

cung cấp cho mạch G-E qua ựiện trở RG Mạch

G-E ựược bảo vệ bởi diode ổn áp ở mức khoảng ổ 18 V Do có tụ ký sinh lớn giữa

G và E nên kỹ thuật ựiều khiển như ựiều khiển MOSFET có thể ựược áp dụng, tuy nhiên ựiện áp khóa phải lớn hơn Nói chung tắn hiệu ựiều khiển thường ựược

Hình 1.30 Yêu cầu ựối với tắn hiệu ựiều khiển

Q 2

Q 1

R G

18V IGBT+U GE

-U GE

U G

Hình 1.29 Vùng làm việc an toàn của IGBT:

a) Khi ựiện áp ựiều khiển dương; b) Khi ựiện áp ựiều khiển âm

chọn là +15 và -5V là phù hợp Mức ñiện áp âm khi khóa góp phần giảm tổn thất

công suất trên mạch ñiều khiển như ñược minh họa trên hình 1.31a

ðiện trở RG cũng ảnh hưởng ñến tổn hao công suất ñiều khiển như ñược minh

họa trên ñồ thị hình 1.31b ðiện trở RG nhỏ, giảm thời gian xác lập tín hiệu ñiều khiển, giảm ảnh hưởng của dUCE/dt, giảm tốn thất năng lượng trong quá trình ñiều khiển, nhưng lại làm mạch ñiều khiển nhạy cảm hơn với ñiện cảm ký sinh trong mạch ñiều khiển

Dòng ñiều khiển ñầu vào phải cung cấp ñược dòng ñiện có biên ñộ bằng:

IG.max = CE

G

U R

∆

Trong ñó: ∆UGE = UGE(on) + UGE(off)

Tốn hao công suất trung bình có thể tính bằng biểu thức: P = UGE.QG.fsw

Trong ñó: QG (mili Culông, mC) là ñiện tích nạp cho tụ ñầu vào, giá trị thường ñược cho trong tài liệu kỹ thuật của nhà sản xuất; fsw là tần số ñóng cắt của IGBT

1.8.5 Vấn ñề bảo vệ IGBT

IGBT thường ñược sử dụng trong các mạch nghịch lưu hoặc các bộ biến ñổi xung áp một chiều, trong ñó áp dụng các quy luật biến ñiệu khác nhau và thường yêu cầu van ñóng cắt với tần số cao, từ 2 ñến hàng chục kHz Ở tần số ñóng cắt cao như vậy Những sự cố xảy ra có thề phá hủy phần tử nhanh chóng Sự cố thường xảy ra nhất là quá dòng do ngắn mạch từ phía tải hoặc từ các phần tử có lỗi do chế tạo hoặc

do lắp ráp Vì vậy vấn ñề bảo vệ cho phần tử là nhiệm vụ cực kỳ quan trọng ñặt ra ðối với IGBT ta có thể ngắt dòng ñiện bằng cách ñưa ñiện áp ñiều khiển về giá trị âm Tuy nhiên quá tải dòng ñiện có thể ñưa IGBT ra khỏi chế ñộ bão hòa dẫn ñến công suất phát nhiệt tăng lên ñột ngột, phá hủy phần tử sau vài chu kỳ ñóng cắt Mặt khác khi khóa IGBT lại trong một thời gian rất ngắn khi dòng ñiện lớn dẫn ñến

Hình 1.31 Tổn hao năng lượng trong mạch ñiều khiển IGBT

tốc ñộ tăng dòng dI/dt quá lớn gây quá áp trên Collector - Emitter, lập tức ñánh thủng lớp tiếp giáp này Rõ ràng là, trong sự cố quá dòng, không thể tiếp tục ñiều khiển IGBT bằng những xung ngắn theo quy luật biến ñiệu như cũ và cũng không thể chỉ ñơn giản là ngắt xung ñiều khiển ñể dập tắt dòng diện ñược Vấn ñề ngắt dòng ñột ngột không chỉ xảy ra trong chế ñộ sự cố mà còn xảy ra khi tắt nguồn hoặc khi dừng hoạt ñộng, nghĩa là trong chế ñộ vận hành bình thường

Có thể ngăn chặn hậu quả của việc tắt dòng ñột ngột bằng cách sử dụng các mạch dập RC (snubber circuit), mắc song song với phần tử Tuy nhiên các mạch dập làm tăng kích thước và làm giảm ñồ tin cậy của thiết bị Giải pháp tích cực hơn ñược ñưa ra ở ñây là làm chậm lại quá trình khóa của IGBT, hay còn gọi là khóa mềm (soft turn-off), khi phát hiện có sự cố dòng ñiện tăng quá mức cho phép Trong trường hợp này ñiện áp trên cực ñiều khiển và Emitter ñược giảm ñi từ từ về ñến ñiện áp âm khi khóa IGBT sẽ chuyển về trạng thái khóa qua chế ñộ tuyến tính, do

ñó dòng diện bị hạn chế và giảm dần về không, tránh ñược quá áp trên phần tử Thời gian khóa của IGBT có thể ñược kéo dài 5 ñến 10 lần thời gian khóa thông thường

Có thể phát hiện quá dòng bằng cách dùng các phần tử ño dòng ñiện tuyến tính như xen xơ Hall hoặc các mạch ño dòng ñiện trên shunt dòng Tuy nhiên ñối với IGBT có thể phát hiện quá dòng sử dụng tín hiệu ñiện áp trên Collector - Emitter Khi có tín hiệu mở nếu UCE lớn hơn mức bão hòa thông thường UCE.bh < 5V chứng tỏ IGBT ra khỏi chế ñộ bão hòa do dòng ñiện quá lớn Một số vi mạch optocoupler ñược chế tạo sẵn cho mục ñích phối hợp giữa tín hiệu ñiều khiển và phát hiện chưa bão hòa ở IGBT, hơn nữa lại cách ly giữa mạch lực và mạch ñiều khiển Ngày nay chức năng phát xung và bảo vệ IGBT ñã ñược tích hợp trong các

IC chuyên dụng, tạo thuận lợi lớn cho các nhà thiết kế Ví dụ về một mạch tích hợp

như vậy, IRZI37 của International Rectifier ñược cho trên hình 1.32

Hình 1.32 Các chức năng trong mạch tích hợp ñiều khiển IGBT

(IRZI37 của International Rectifier )

Desat Fault

ChuyÓn m¹ch mÒm

High side Gate

HOP LOP SSD

U S

R

Trên hình 1.32 có thể thấy cực ñiều

khiển của IGBT ñược cung cấp ba tín hiệu

ñiều khiển qua ba ñiện trở, tín hiệu mở qua

HOP, tín hiệu khóa qua LOP, tín hiệu khóa

mềm qua SSD Hiệu chỉnh các ñiện trở này có

thể hiệu chỉnh ñược các thời gian ñiều khiển

tương ứng Tín hiệu DESAT ñược lấy qua phân

áp giữa Collector.và Emitter qua diode nối với

Collector, ñưa qua mạch lọc phối hợp.với tín

hiệu ñiều khiển khóa, mở, qua mạch NAND

ñưa ra tín hiệu chưa bão hòa (Desal Fault) Qua

mạch xử lý logic (không thể hiện ở ñây ) tín

hiệu khóa mềm có thể ñược ñưa ñến MOSFETñiều khiển mạch khóa mềm (soft shutdown) với ñiện trở ñưa ñến cực ñiều khiền cỡ 500Ω, lớn hơn 10 lần so với mạch khóa, mở

Tác dụng của mạch khóa mềm ñược minh họa qua ñồ thị thực tế trên hình

1.33 ðường trên cùng là hình dạng tín hiệu ñiều khiển, ñường cong ở giữa là ñiện

áp UCE, ñường cong dưới cùng là dạng dòng ñiện Có thể nhận ra không có quá áp trên ñường cong ñiện áp nhưng IGBT làm việc

trong chế ñộ tuyến tính trong suốt thời gian T

khi dòng ñiện giảm dần về không

Quá ñiện áp xảy ra khi van bị khóa lại tức

thời như ñược minh họa trên hình 1.34 Trên

hình 1.34 ñường cong bên trên là dòng ñiện, bên

dưới là ñiện áp Khi van mở ra thì bị quá tải nên

ñiện áp lại tăng lên Sau ñó van bị khóa lại tức

thời dẫn ñến xung quá ñiện áp, trong trường hợp

này là khoảng 100V, trên ñường cong ñiện áp

I.7 TỔN HAO CÔNG SUẤT TRÊN CÁC PHẦN TỬ BÁN DẪN CÔNG SUẤT

Ngoài tổn thất do mạch ñiều khiển sinh ra ñã ñề cập ñến ở những phần tử cụ thể nói trên Ta sẽ phân tích các thành phần tổn thất trong các chế ñộ làm việc của van sau ñây

Hình 1.33 Khoá mềm bằng IR2137

IC UCE

I C : 40A/ô; U CE : 100V/ô; t: 2 µ s/ô;

Hình 1.34 Quá áp sinh ra do

khóa tức thời

Bảng 1.1 Thông số cực ñại của các phần tứ bán dẫn công suất do

Misubishi công bố

Chủng loại van bán dẫn công suất Khả năng ñóng cắt cực ñại

Module công suất lớn (HVIPM) 3,3 kV; 1,2 kA

I.7.1 Tổn thất trong chế ñộ tĩnh ñang dẫn dòng hoặc ñang khóa

Khi phần tử ñang ở trong chế ñộ dẫn dòng hoặc ñang khóa tổn hao công suất bằng tích của dòng ñiện qua phần tử với ñiện áp rơi trên nó Khi phần tử ñang khóa, ñiện áp trên nó có thể lớn nhưng dòng rò qua van sẽ có giá trị rất nhỏ, vì vậy tổn hao công suất có thể bỏ qua Tổn hao công suất trong chế ñộ tĩnh chủ yếu sinh ra khi van dẫn dòng Với ñưa số các phần từ bán ñẫn, ñiện áp rơi trên van khi dẫn thường không ñổi, ít phụ thuộc vào giá trị dòng ñiện chạy qua Như vậy có thể dễ dàng xác ñịnh ñược tổn hao công suất trong trạng thái van dẫn

I.7.2 Tổn thất trong quá trình ñóng cắt

Trong quá trình dòng cắt, công suất tổn hao tức thời có thể có giá trị lớn vì dòng ñiện và ñiện áp trên van ñều có thể có giá trị lớn ñồng thời Nói chung, thời gian dòng cắt chỉ chiếm một phần nhỏ trong cả chu kỳ hoạt ñộng của phần tử nên tổn hao công suất trong chế ñộ ñóng cắt chỉ chiếm một phần nhỏ trong công suất tổn hao trung bình Tuy nhiên khi phần tử phải làm việc với tần số ñóng cắt cao thì tổn hao do ñóng cắt lại chiếm một phần chính trong

công suất phát nhiệt

Xác ñịnh công suất tổn hao trong chế ñộ

ñóng cắt là nhiệm vụ không ñơn giản, vì phải

phân biệt các yếu tố ảnh hưởng ñến quá trình

ñóng cắt do ñó ảnh hưởng ñến tổn hao công

suất ðể ví dụ ta sẽ xét các thành phần tổn hao

công suất cho sơ ñồ bộ biến ñổi xung áp một

chiều dùng MOSFET nh trên hình 1.35

E

RG

t

+ -

I.7.2.1 Tổn hao do thời gian mở và khóa

Giả sử trong sơ ñồ diode là phần tử lý

tưởng, còn MOSFET mở, khóa với thời gian

hữu hạn Với tải trở cảm, dòng ñiện iv(t) và

ñiện áp uV(t) không thể thay ñổi tức thời

Dạng dòng và áp trong quá trình khóa thể

hiện trên hình 1.36

Trong thời gian chuyển mạch rất ngắn

dòng tải chưa kịp thay ñổi và có giá trị it = It,

trong khoảng thời gian t0 < t < t2 Tại t0, có

tín hiệu khóa MOSFET V, diện áp trên V

tăng tuyến tính từ không ñến giá trị ñiện áp

nguồn một chiều E trong khoảng từ t0 ñến t1

Trong khoảng này diode D0 chưa mở nên

dòng qua V vẫn bằng It Bắt ñầu từ t1 diode

D0 mở ra, do ñó dòng qua V giảm tuyến tính về 0 ở thời ñiểm t2, tại ñó dòng qua diode D0 tăng lên ñến bằng dòng tải

Tổn hao công suất tức thời trên V bằng pv(t) = iv(t)/uv(t) có dạng tam giác trong khoảng t0 < t < t2 Tổn hao năng lượng trên V chính là diện tích của tam giác này:

Woff = 1

2EIt(t2 - t1) =

1

2EIttoff

Trong ñó: toff là thời gian khóa của MOSFET

Trong quá trình mở, ñồ thị dòng ñiện, ñiện áp trên các phần tử có dạng giống

như ở hình 1.36 Dòng qua V phải tăng từ 0 ñến It, dòng qua diode giảm từ It về 0 Chỉ khi dòng qua diode ñã về ñến 0 thì ñiện áp trên V mới bắt ñầu giảm từ E về ñến

0 Năng lượng tổn hao khi mở bằng:

Won = 1

2EItton

Trong ñó: ton là thời gian mở của van

Tổng tổn hao công suất trong quá trình ñóng cắt bằng Woff + Won Nếu chu

kỳ hoạt ñộng của van là T ứng với tần số ñóng cắt của van là: ƒ = 1./T

thì công suất tổn hao sẽ bằng:

Ps = 1

T (Woff + Won) = f(Woff + Won)

Như vậy tổn hao công suất tỷ lệ với tần số ñóng cắt

Hình 1.36 Dạng sóng quá trình van khóa trong sơ ñồ ở hình 1.35

I.7.2.2 Tổn hao do quá trình phục hồi

Ở phần trên ta giả sử rằng diode là

phần tử lý tưởng mà chỉ xét ñến tổn hao

công suất do thời gian khóa, mở của

MOSFET gây ra Với giả thiết thời gian

ñóng cắt của MOSFET rất ngắn so với thời

gian khóa lại của diode thì tổn thất công suất

sẽ chủ yếu do quá trình phục hồi của diode

sinh ra Vẫn với sơ ñồ trên hình 1.35, ta xét

quá trình MOSFET khóa lại Dạng sóng

của quá trình này biểu diễn trên hình 1.37

Khi diode khóa sẽ có một dòng ñiện

ngược ñi ra ngoài Biên ñộ dòng ñiện ngược

có thể lớn gấp vài lần giá trị dòng ñiện diode

dẫn trước ñó Trên ñồ thị ở hình 1.43, tại thời

ñiểm t0 MOSFET bắt ñầu mở ra làm diode D0 bắt ñầu khóa lại Dòng ñiện ngược của diode tạo nên xung dòng trên giá trị It qua van V Trong khoảng t0 ñến t1 diode vẫn còn phân cực thuận nên ñiện áp trên van V vẫn bằng E Tại t1 dòng.qua diode bằng 0, diode bắt ñầu bị phân cực ngược Từ tl ñến t2 dòng ñiện ngược của diode nạp cho tụ tương ñương của tiếp giáp p-n phân cực ngược ðiện áp trên van V giảm

về 0 tại t2, tại ñó diode khóa hoàn toàn

Khoảng thời gian từ tl ñến t2 gọi là thời gian phục hồi của diode, tr.Những diode có khoảng thời gian t2 - tl nhỏ hơn nhiều lần khoảng t1 - to gọi là diode dập, hay diode cắt nhanh Nếu thời gian cắt dòng của diode rất ngắn thì thời gian ñóng cắt của các phần tử cũng sẽ rất nhanh Tuy nhiên nếu tốc ñộ giảm dòng quá nhanh

sẽ dẫn ñến quá ñiện áp trên các ñiện cảm ký sinh, và do ñó, cho các phần tử trong mạch Quá ñiện áp có thể ñược suy giảm bằng các mạch RC song song với phần tử (snubber circuit), nhưng các mạch này lại tăng thêm các tổn thất trên sơ ñồ Nói chung phải có một sự thỏa hiệp giữa mong muốn giảm tổn thất trong quá trình ñóng cắt và ñộ an toàn cho các phần tử trên sơ ñồ

Tổn thất năng lượng trong quá trình mở van V ñược tính bằng:

( ) ( )

2 0

2 0

Trong ñó : Qr là ñiện tích phục hồi của diode, giá trị này có thể tìm thấy trong ñặc tính kỹ thuật của diode

Tổn thất năng lượng do thời gian phục hồi của diode phụ thuộc thời gian phục hồi tr của diode và ñiện áp một chiều của bộ biến ñổi Năng lượng này có thể chiếm một phần lớn trong tổn thất do quá trình ñóng cắt Tổn hao này có thế giảm ñáng kể nếu sử dụng các diode cắt nhanh, tuy nhiên khi ñó phải áp dụng các biện pháp ñể tránh quá áp cho các phần tử trong sơ ñồ

I.7.2.3 Tốn hao lo do các phần tử phản kháng

Các phần tử phản kháng như tụ ñiện, ñiện cảm cũng gây nên tổn thất công suất Tụ ñiện tương ñương song song với các phần tử sẽ phóng ñiện khi các phần tử này mở ra và tiêu tán toàn bộ năng lượng tích lũy trước ñó Các tụ ñó ñược nạp không mất năng lượng khi phần tử khóa lại Các ñiện cảm nối tiếp với phần tử sẽ ñược nạp năng lượng khi phần tử mở ra và tiêu tán năng lượng ñó khi phần tử khóa lại Năng lượng lích lũy trong tụ ñiện và ñiện cảm tương ứng là:

21 2

Ví dụ ñối với MOSFET, ta có tụ ñiện tương ñương giữa cực máng và cực gốc

là CDS, còn diode song song có tụ là CD Tổn hao công suất khỉ MOSFET mở sẽ là:

ðể ví dụ, ta xét sơ ñồ trên hình 1.38, trong ñó e(t)

là nguồn xung áp chữ nhật lý tưởng Dạng dòng ñiện,

ñiện áp trên các phần tử cho trên hình 1.39 Nguồn áp

e(t) lúc ñầu có giá trị dương làm Diode phân cực thuận

diode mở cho dòng qua cuộn cảm tăng tuyến tính với

ñộ dốc E1/L Tại thời ñiểm t = ti ñiện áp e(t) trở nên âm,

dòng it(t) bắt ñầu giảm với ñộ dốc -E2/L ðến t = t2,

dòng qua diode bằng 0 nhưng trong tiếp giáp p-n vẫn

còn tích lũy một diện tích Qr Diode vẫn còn phân cực

thuận ñến thời ñiểm t = t do ñó dòng qua cuộn cảm vẫn

Hình 1.38 Sơ ñồ mô tả tổn hao công suất trên ñiện cảm khi diode mở và khóa

D

tiếp tục giảm với ñộ dốc -E2/L Bắt ñầu từ thời ñiểm t3, ñiện tích tích lũy trong diode ñã hết diode bắt ñầu phân cực ngược Dòng ngược sẽ nạp cho tụ C tới ñiện áp nguồn -E2 Từ t3 dòng qua cuộn cảm phải chạy qua tụ C, tạo nên mạch dao ñộng nối tiếp, do ñó dòng có dạng hình sin tắt dần:

Quá trình phục hồi của diode gây nên tốn hao trên sơ ñồ

Trong khoảng t2 < t < t3 ñiện tích phục hồi bằng: Qr =

3 2

t

L t

2

t

L t

Như vậy năng lượng trên cuộn cảm L

tỷ lệ với tích của ñiện áp trên cuộn cảm với

ñiện tích phục hồi của diode Khi t > t3, năng

lượng chỉ trao ñổi trong mạch dao ñộng tạo

bởi cuộn cảm và tụ và sẽ tắt dần do tiêu tán

trên ñiện trở dây quấn và tốn hao trên tụ

I.8 LÀM MÁT CÁC LINH KIỆN BÁN DẪN CÔNG SUẤT

Tổn hao công suất, bằng tích của dòng ñiện chạy qua phần tử với ñiện áp rơi trên phần tử, tỏa ra dưới dạng nhiệt trong quá trình làm việc Nhiệt lượng tỏa ra tỷ lệ với giá trị trung bình của tổn hao công suất Trong quá trình làm việc, của bán dẫn phải luôn ở dưới một giá trị cho phép (khoảng 120oC ñến 150oC theo ñặc tính kỹ thuật của phần tử), vì vậy nhiệt lượng sinh ra cần phải ñược dẫn ra ngoài, nghĩa là ñòi hỏi phải có quá trình làm mát các phần tử bán dẫn

I.8.1 Mô hình truyền nhiệt

Nhiệt truyền từ nơi có nhiệt ñộ cao sang nơi có nhiệt ñộ thấp Nhiệt lượng trao ñổi PT tỷ lệ với chênh lệch nhiệt ñộ theo hệ số, gọi là trở kháng truyền nhiệt RT Theo ñó:

Sự cân bằng nhiệt xảy ra khi nhiệt lượng phát sinh bằng nhiệt lượng tỏa ra môi trường, nghĩa là:

θ θ

T

Trong ñó: PT - công suất phát nhiệt (tổn hao công suất) trên phần tử [W];

A - nhiệt lượng riêng, bằng nhiệt lượng làm cho nhiệt ñộ phần tử thay ñối

B - công suất tỏa ra ñể nhiệt ñộ môi trường tăng thêm oC [J];

θ - chênh lệch nhiệt ñộ giữa phần tử và môi trường [0C]

Viết lại phương trình vi phân trên dưới dạng:

Giả sử tại thời ñiểm t = 0, chênh lệch nhiệt

ñộ là θ = 0, nghiệm của phương trình trên sẽ là:

Trong ñó: θmax =P T /B: là chênh lệch nhiệt ñộ lớn

nhất ñạt ñược;τT = A B/ là hằng số thời gian nhiệt

ðường cong thay ñổi nhiệt ñộ ñược thể hiện trên hình 1.40 ứng với hai công

suất phát nhiệt khác nhau PT1 > PT2

Dạng ñường cong nhiệt ñộ như trên hình

1.40 chỉ ñúng cho môi trường ñồng nhất, ví dụ

một bản ñồng hay nhôm Tuy nhiên phần tử bán

dẫn ñược gắn lên bộ phận tản nhiệt là một môi

trường không ñồng nhất Vì thể tích nhỏ nên khả

năng tích nhiệt kém, nhiệt ñộ trên phần tử sẽ tăng

rất nhanh Nhiệt lượng từ phần tử truyền ra cánh

tản nhiệt, rồi từ cánh tản nhiệt truyền ra môi

trường Sẽ có sự chênh lệch nhiệt ñộ giữa phần tử,

cánh tản nhiệt, môi trường Tương ứng giữa các bộ phận tiếp giáp nhau sẽ có trở kháng truyền nhiệt khác nhau Mô hình của hệ thống truyền nhiệt như vậy ñược cho

trên hình 1.41 Trong ñó cũng thể hiện ñường nhiệt ñộ giảm từ phần tử Tj tới vỏ phần tử Ty, tới cánh tản nhiệt Th và tới môi trường Ta

Dòng nhiệt truyền từ cấu trúc bán dẫn ra ñến vỏ phần tử, từ vỏ tới cánh tản nhiệt, từ cánh tản nhiệt ra ñến môi trường Giữa các môi trường tiếp giáp nhau trở kháng nhiệt là: Rtb(j-v), Rth(vhj),Rth(h-a) Do ñó trở kháng nhiệt sẽ bằng tổng trở kháng nhiệt giữa các vùng tiết giáp nhau:

Hình 1.40 ðường cong phát nhiệt

Rth = Rth(jv) + Rth(v-h) + Rth(h-a)

Như vậy nhiệt ñộ giả tưởng của cấu trúc bán dẫn sẽ là:

Tj = Ta + PTRtbBiểu thức này thường ñược sử dụng ñể xác ñịnh Rth cần thiết khi biết nhiệt ñộ cho phép giới hạn Tj của phần tử nhiệt ñộ làm việc của môi trường Ta và công suất phát nhiệt PT

I.8.2 Tính toán tản nhiệt

Giữa công suất lớn nhất có thể ñược toả ra

ngoài môi trường và nhiệt ñộ vỏ phần tử phụ

thuộc nhau theo biểu thức:

trong ñó giả thiết nhiệt ñộ môi trường là 25oC

Mối quan hệ này ñược biểu diễn trên ñồ thị

ở hình 1.42 theo ñó khi nhiệt ñộ cấu trúc bán

dẫn bằng nhiệt ñộ cực ñại cho phép Tj.max thì

công suất tỏa ra sẽ bằng 0, ñồng nghĩa với việc phần tử bị phá hủy Các số liệu này,

kể cả ñồ thị ở hình 1.42, cho mỗi phần tử bán dẫn, ñược cho trong ñặc tính kỹ thuật

của nhà sản xuất ðể ñảm bảo nhiệt ñộ môi trường ở một nhiệt ñộ thích hợp ta phải gắn phần tử bán dẫn lên một cánh tản nhiệt

Theo mô hình truyền nhiệt trên hình 1.41, ta có:

Tj - nhiệt ñộ của cấu trúc bán dẫn cho'bởi nhà sản xuất,

Tv - nhiệt ñộ vỏ phần tử

Th - nhiệt ñộ cánh tản nhiệt

Ta - nhiệt ñộ môi trường,

Pth - tổn hao phát nhiệt trong phần tử, ñược tính toán bởi người sử dụng,

Rth(j-v) - trở kháng nhiệt giữa cấu trúc bán dẫn và vỏ, cho bởi nhà sản xuất,

Rth(v-h) - trở kháng nhiệt giữa vỏ và cánh tản nhiệt, phụ thuộc hình ñang kích thước vỏ phần tử, cho bởi nhà sản xuất

Rth(h-a) - trở kháng nhiệt giữa cánh tản nhiệt và môi trường, cho bởi nhà sản xuất cánh tản nhiệt

Hình 1.42: ðồ thị nhiệt ñộ và công suất tản nhiệt lớn nhất cho phép

P