Trang 1 TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI--- Tiêu Mạnh CườngMIMO OFDM Khả năng ứng dụng trong thông tin vô tuyến LUẬN VĂN THẠC SĨ KHOA HỌC KỸ THUẬT TRUYỀN THÔNG NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC: T
Gi i thi 1 u
L ch s OFDM
Mặc dù OFDM được phát minh từ những năm 1950, nhưng không thể thực hiện vào thời điểm đó do khó khăn trong việc điều chỉnh dữ liệu các sóng mang và tách các sóng phức tạp Sau 20 năm, kỹ thuật OFDM đã trở nên khả thi với chi phí thấp hơn và được ứng dụng rộng rãi nhờ sự phát triển của biến đổi Fourier nhanh FFT và IFFT Vào thập niên 80, OFDM được nghiên cứu và ứng dụng trong modem tốc độ cao và truyền thông di động Đến thập niên 90, OFDM đã được áp dụng trong truyền dẫn thông tin băng rộng như HDSL, ADSL, VHDSL, và sau đó trở thành công nghệ phổ biến trong phát thanh số DAB và truyền hình số DVB.
Gần đ y OFDM đã đượâ c s d ng trong các chu n truy n d n m ng vô tuy n 802 ử ụ ẩ ề ẫ ạ ế của IEEE và tiế ục đượp t c nghiên cứ ứu ng d ng trong chuụ ẩn di động 3.75G và 4G
Sau đây là các cột m c quan tr ng c a k thu t OFDM ố ọ ủ ỹ ậ
1957: Modem tương tựHF Kineplex được thi t k s d ng k thu t MC ế ế ử ụ ỹ ậ
Năm 1966, Chang từ Bell Labs đã công bố công trình về OFDM và nhận được bằng sáng chế Đến năm 1971, Weinstein và Ebert đề xuất sử dụng FFT trong OFDM mà không có bảo vệ bản quyền Năm 1985, Cimini mô tả ứng dụng của OFDM trong lĩnh vực thông tin di động.
1987: Alard & Lasalle áp d ng OFDM cho phát thanh s ụ ố
1980-1990 OFDM được ứng d ng trong truy n dụ ề ẫn băng thông rộng ADSL/ HDSL/ VDSL
1995: chu n ETSI DAB, chuẩ ẩn đầu tiên d a trên OFDM ự
1998: D án Magic WAND trình di n modem OFDM cho m ng WLAN ự ễ ạ
1999: OFDM được dùng trong chu n IEEE 802.11 chu n WLAN (Wi-FI) ẩ ẩ
2000: OFDM được dùng trong truy c p vô tuy n c nh (V-OFDM, Flash-OFDM) ậ ế ố đị 2002: OFDM được dùng trong chu n IEEE 802.11g cho WLAN ẩ
2004: OFDM được dùng trong chu n IEEE 802.16-2004 cho WLAN ( WIMAX) ẩ 2004: OFDM được dùng được dùng trong chu n ETSI DVB-H ẩ
2004: OFDM được để ử c cho chu n IEEE 802.15.3a cho m ng WPAn (MB-ẩ ạ OFDM)
2004: OFDM được để ử c cho chu n IEEE 802.11n, th h m ng k ti p c a m ng ẩ ế ệ ạ ế ế ủ ạ
2005: OFDM được để ử c cho chu n cho chuẩ ẩn di động t bào 3.75G (3GPP & ế 3GPP2)
2005: OFDM được để ử c cho chu n 4G(CJK) ẩ
Khái ni m chung
H th ng mang
Hệ thống đa sóng mang là công nghệ cho phép điều chế và truyền tải dữ liệu qua nhiều sóng mang khác nhau Cụ thể, hệ thống này chia một tín hiệu thành nhiều tín hiệu nhỏ, điều chế mỗi tín hiệu trên các sóng mang và truyền qua các kênh tín hiệu khác nhau Các kênh tín hiệu này được ghép lại với nhau theo kiểu FDM Tại phía thu, các kênh sẽ được tách ra để đưa đến bộ thu các kênh có tín hiệu khác nhau, sau đó chúng được giải điều chế để phục hồi tín hiệu gốc ban đầu.
Hình 1.1[7] C u trúc h ấ ệ th ống đa sóng mang
H ệthống đa sóng mang,tín hiệu có th ể được bi u diể ễn như sau:
Cik là kí hi u i sóng mang k; f(t) là d ng xung c a kí hi u ệ thứI tạ ạ ủ ệ fk = 1 s k T
N u ế ta sử ụ d ng d ng xung ch nh t ì: ạ ữ ậ th f(t)= 1;0
Ghép kênh phân chia theo t n s FDM
Ghép kênh phân chia theo t n s ầ ố là phương pháp phân chia nhiều kênh thông tin trên tr c t n s S p x p chúng trong nhụ ầ ố ắ ế ững băng tần riêng bi t liên ti p nhau ệ ế
Mỗi kênh thông tin được xác định bởi tín hiệu trung tâm mà nó truyền đạt Tín hiệu này có thể bị ảnh hưởng bởi các yếu tố khác nhau, nhưng chúng xảy ra đồng thời trong không gian và thời gian.
Để ngăn chặn hiện tượng chồng chéo tín hiệu giữa các kênh lân cận và giảm thiểu nhiễu kênh, cần thiết phải có các khoảng trống hoặc băng bảo vệ giữa các kênh Tuy nhiên, yêu cầu này dẫn đến việc sử dụng phổ không hiệu quả.
Tín hi u tr c giao
Các tín hiệu được coi là trực giao khi chúng độc lập với nhau Trong hệ thống OFDM, các sóng mang con chồng lấp nhưng vẫn có thể khôi phục tín hiệu mà không bị nhiễu từ các sóng mang lân cận, nhờ vào tính trực giao giữa các sóng mang con Cụ thể, một tập hợp các sóng mang con fn(t), với n = 0, 1, …, N-1 và t trong khoảng [t1, t2], sẽ được coi là trực giao khi
Trong OFDM, K là hàm số không phụ thuộc vào các yếu tố như tần số và thời gian Tập hợp các sóng mang con có thể được mô tả bằng công thức: \( f_n(t) = \exp(j2\pi f_n t) \), trong đó \( j = -1 \) và \( f_n = f_0 + n\Delta f = f_0 + n/T \), với \( f_0 \) là tần số offset ban đầu.
Tín hiệu OFDM được tạo ra bằng cách tổng hợp các sóng sine, trong đó tần số sóng mang con được chọn là bội số của tần số ký hiệu Do đó, mỗi sóng mang con có một số lượng chu kỳ trong mỗi ký tự Điều này phù hợp với kết quả tính toán trong giao tiếp, như đã được chứng minh Hình 1.3 minh họa cấu trúc của một tín hiệu OFDM với bốn sóng mang con.
Hình 1.3[7] Tín hi u OFDM có 4 sóng mang con ệ
Trong minh họa này, mỗi sóng mang có số nguyên chu kỳ trong khoảng thời gian T, và số chu kỳ của các sóng mang liền kề khác nhau đúng một chu kỳ Tính chất này giải thích sự trực giao giữa các sóng mang.
Một cách để đánh giá tính chất truyền thông của tín hiệu OFDM là quan sát ảnh hưởng của nó Trong miền tần số, mổ xẻ tín hiệu OFDM cho thấy các sóng mang con có đáp ứng tần số dạng hàm sinc Hình 1.4 minh họa cấu trúc tín hiệu OFDM với 4 sóng mang con, thể hiện sự chồng chập của 4 hàm sinc.
Hình 1.4 [7] Ph tín hi u OFDM v i 4 sóng mang con ổ ệ ớ t y f (n) y(n)
Loại bỏ dải bảo vệ
Hệ thống OFDM ưu tiên sử dụng phương pháp chia dòng dữ liệu vào thành nhiều dòng dữ liệu song song thông qua quá trình chuyển đổi S/P (Serial/Parallel) Mỗi dòng dữ liệu song song sẽ được mã hóa và sắp xếp theo một trình tự nhất định Quá trình mã hóa và sắp xếp có thể được thực hiện trước khi dữ liệu vào bộ chuyển đổi S/P Các tín hiệu sau khi được mã hóa sẽ được đưa vào đầu vào của khối IFFT, nơi thực hiện tính toán các mẫu thủ tục thời gian tương ứng với các kênh nhánh trong miền tần số Để giảm thiểu nhiễu xuyên ký tự ISI, khoảng bảo vệ sẽ được chèn vào Cuối cùng, bộ lọc phía phát sẽ định dạng tín hiệu thành tín hiệu liên tục trước khi chuyển đổi lên tần số cao để truyền tải trên các kênh.
Trong quá trình truy tìm tín hiệu, các kênh có thể gặp phải nhiều nguồn nhiễu như nhiễu Gaussian trong kênh AWGN (Additive White Gaussian Noise) Tín hiệu thu được sẽ bị biến dạng và cần được xử lý để phục hồi chất lượng Để đạt được điều này, tín hiệu cần được chuyển đổi từ miền thời gian sang miền tần số bằng phép biến đổi FFT Các ký tự tín hiệu sau đó được sắp xếp ngược lại và giải mã Cuối cùng, chúng ta có thể phục hồi dòng dữ liệu nguyên bản.
Tr c giao
Xét tập h p N sóng mang con fợ n(t), trong đó n = 0,1,…,N-1 t1≤ t ≤ t 2
T p h p sóng mang này s ậ ợ ẽtrực giao khi :
Sóng mang OFDM thường có d ng: ạ t f j n e n f 2 (1.8)
Trong đó : f n = f0 + n f = fΔ 0 + n/T f 0 : độ ị dch tần ban đầu Δf là độ chênh lệch giữa 2 tần s sóng mang g n nhau ố ầ
IFFT/FFT
The Discrete Fourier Transform (DFT) is a mathematical technique used to convert a sequence of values into components of different frequencies, while the Inverse Discrete Fourier Transform (IDFT) performs the reverse operation Fast Fourier Transform (FFT) and Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) algorithms enable efficient computation of DFT and IDFT, significantly speeding up the process.
IDFT được s dử ụng để biến đổi chu i d li u có chi u dài N{X(k)} thành các tín ỗ ữ ệ ề hi u rệ ời rạc trong mi n thề ời gian {x(n)} theo công thức sau:
DFT được s d ng biử ụ ến đổi tín hi u r i r c trong mi n th i gian y(n) thành ệ ờ ạ ề ờ chuỗi d liữ ệu Y(k) theo công thức sau:
Tín hiệu vào bộ 2N IFFT/FFT là chuỗi tín hiệu thực có độ dài 2N, thay thế cho chuỗi tín hiệu phức có độ dài N Nguyên tắc tạo ra chuỗi tín hiệu X‟(k) với độ dài 2N thay thế cho chuỗi tín hiệu phức X(k) có độ dài N được thực hiện thông qua một quy trình cụ thể.
Trong hệ thống OFDM, tín hiệu đầu vào được chuyển đổi thành luồng bit nhị phân Quá trình điều chế trong hệ OFDM cho phép điều chỉnh theo yêu cầu về công suất và hiệu suất sử dụng băng thông kênh.
QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) là một phương pháp điều chế sóng mang phổ biến trong truyền thông dữ liệu Phương pháp này cho phép truyền tải thông tin hiệu quả bằng cách sử dụng bốn pha khác nhau để biểu diễn hai bit dữ liệu mỗi lần Việc áp dụng QPSK giúp tăng cường băng thông và cải thiện độ tin cậy trong các hệ thống truyền thông.
Với pha ban đầu ta cho bằng 0 ( ) (2 1) t i 4
Trong đó: = 1, 2, 3, 4 tương ứng là các ký tự được phát đi là “00”, “01”, “11”, i
T = 2.T b (Tblà thời gian c a mủ ột bit, T là thời gian của m t ký t ) ộ ự
Elà năng lượng c a tín hi u phát trên m t ký t ủ ệ ộ ự n c :
Chọn các hàm năng lượng tr c chuự ẩn như sau:
Khi đó: S t i ( ) 1 ( )t Esin[(2 1) ]i 4 2 ( )t Ecos[(2 1) ]i 4 (1.18) Vậy bốn điểm bản tin ứng với các vector được xác định như sau :
Quan hệ của cặp bit điều chế và toạ độ của các điểm tín hiệu điều chế QPSK trong không gian tín hiệu được cho ở bảng sau:
C p bit vào ặ Pha c a tín hi u ủ ệ
Toạ độ các điể m b n tin ả Φ 1 Φ 2
Ta thấy m t tín hi u PSK 4 mộ ệ ức được đặc trưng bởi một vector tín hi u hai chi u và ệ ề bốn điểm bản tin như hình vẽ:
Hình 1 6[2] Biểu đồ không gian tín hiệu QPSK
B ng 1.1[2] Thông s cả ố ủa điều ch ếQPSK
Điể m b n tin ả Điể m b n tin (01) ả Điể m b n tin ả
Điều chế biên độ vuông góc (QAM) kết hợp các thành phần đồng pha và vuông pha trong hệ thống điều chế để tạo ra tín hiệu có đường bao không đổi Để các thành phần này hoạt động hiệu quả, cần thiết lập một sơ đồ điều chế mới, cho phép điều chỉnh biên độ và pha của sóng mang QAM mang lại ưu điểm nổi bật là tăng dung lượng đường truyền dữ liệu, giúp cải thiện hiệu suất truyền thông.
D ng t ng quát cạ ổ ủa điều ch QAM m m c (m - ế ứ QAM) được xác định như sau:
Trong đó: E 0 là năng lượng c a tín hiủ ệu có biên độ p nh thấ ất. a i , bi: là cặp s ố nguyên độc lập được chọn tu theo v ỳ ịtrí bản tin
Tín hiệu sóng mang gốc 2 thành phố ồn ào vuông góc được điều chế bởi một tập hợp bản tin tín hiệu rời rạc, do đó được gọi là “điều chế biên độ vuông góc”.
Có thể phân tích Si(t) thành cặp hàm cơ sở:
Hình 1.7 [2] Chùm tín hiệu M -QAM
Các k thu n trong OFDM
Mã hoá kênh
Mã hóa sửa lỗi theo phương pháp FEC (Forward Error Correcting) được sử dụng để nâng cao chất lượng thông tin trong hệ thống truyền thông Phương pháp này đảm bảo tính toàn vẹn của dữ liệu trong giới hạn cho phép mà không cần tăng giá trị tỷ số Eb/No Điều này đặc biệt quan trọng trong các kênh truyền bị ảnh hưởng bởi nhiễu AWGN (Additive White Gaussian Noise).
Mã hóa FEC bao gồm hai loại mã chính: mã khối (block coding) và mã chập (convolutional coding) Bên cạnh đó, mã hóa Trellis cũng được sử dụng, được coi là một hình thức mã hóa gần giống với mã hóa chập.
Mã hóa khối là quá trình chia dữ liệu thành các nhóm có kích thước k bit, sau đó thêm vào mỗi nhóm một số bit kiểm tra để tạo thành nhóm mới có kích thước n bit (với n>k) Số bit kiểm tra được thêm vào là (n-k) bit Ví dụ về các phương pháp mã hóa khối bao gồm mã khối tuyến tính, mã Hamming và mã Reed-Solomon.
V mã chớ ập được đặc trưng bởi ba thông số (n, k, m), trong đó n là số bit ra, k là số bit vào, và m là số bit trước đó Đầu ra n bit không chỉ phụ thuộc vào k bit vào mà còn vào (m-1)k bit thông tin trước đó, được gọi là các bit trạng thái N bit ngõ ra được tạo ra bằng cách chập k bit ngõ vào với một mã trạng thái xác định Mã chớ ập được xây dựng dựa trên chuỗi bit Tỷ số R=k/n được gọi là tỷ số mã, và tổng số ghi dữ liệu là (k.m) ô.
Mã Trellis là một dạng mã chéo có thêm phần mã hóa, giúp cải thiện hiệu quả truyền dẫn dữ liệu Việc sử dụng mã hóa Trellis tối ưu hóa quá trình ánh xạ (mapping) khi áp dụng mã M-QAM với M khác nhau trên các sóng mang nhánh khác nhau Ở phía thu, thuật toán Viterbi có thể được sử dụng để giải mã hiệu
Trong OFDM, việc kết hợp mã hóa với kỹ thuật xen r vào tín hiệu giúp xử lý các lỗi bùng phát thường gặp do hiện tượng Fading Các lỗi này được phân tán qua các loại mã hóa kênh, cho phép chuyển đổi tín hiệu thành các chuỗi ngẫu nhiên Nhờ vào kỹ thuật xen r, các lỗi ngẫu nhiên dễ dàng được khắc phục, nâng cao độ tin cậy của thông tin trong môi trường đa sóng mang.
S p x p
Sau khi mã hóa và xen r, các dòng bit trên các nhánh sẽ được điều chế bằng các phương pháp BPSK, QPSK, 16-QAM hoặc 64-QAM Mỗi nhánh sẽ được nhóm thành các tập hợp N bits (1, 2, 4, 6) tương ứng với từng phương pháp điều chế Điều này có nghĩa là dạng điều chế được xác định dựa trên bit đầu vào và các giá trị (I, Q) đầu ra.
Khi sử dụng phương pháp điều chế 64-QAM, 6 bit đầu vào sẽ được nhóm lại thành các điểm tương ứng trên đồ thị 64-QAM Trong 6 bit này, 3 bit LSB (b0, b1, b2) đại diện cho giá trị của I, trong khi 3 bit MSB (b3, b4, b5) biểu thị giá trị của Q.
K thu t IFFT/FFT trong OFDM
OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) là kỹ thuật điều chế đa sóng mang, cho phép truyền dữ liệu song song qua nhiều sóng mang Để thực hiện điều này, cần sử dụng các máy phát sóng sin, bộ lọc và bộ điều chế Tuy nhiên, khi kênh truyền có băng thông lớn, phương pháp này có thể không hiệu quả Để giải quyết vấn đề này, kỹ thuật DFT/IDFT được áp dụng để thay thế toàn bộ các sóng mang, bộ lọc và bộ điều chế trong mỗi kênh truyền FFT/IFFT là thuật toán giúp thực hiện phép biến đổi DFT/IDFT nhanh chóng và hiệu quả hơn, giảm số phép nhân cần thiết và tiết kiệm băng thông nhờ vào tính toán tại chỗ.
Khoảng cách gi a các tữ ần s ố sóng mang là : ∆f Chu kỳ c a m t ký t ủ ộ ựOFDM là : Ts
T n s trên sóng mang th k là ầ ố ứ f k = f 0 + k∆f (1.22) gi s fả ử 0 = 0, suy ra: fk= n∆f (1.23)
Tín hiệu phát đi có thể ể bi u diễn dưới dạng:
N u l y m u tín hi u v i m t chu k Tế ấ ẫ ệ ớ ộ ỳ s /N, t c là ch n N m u trong m t chu k tín ứ ọ ẫ ộ ỳ hiệu, phương trình ( 24) đượ1 c viết lại như sau :
N u thế ỏa mãn điều ki n ệ fT s 1, (f T 1 s ), thì các sóng mang s c giao ẽ trự với nhau, lúc này, phương trình (2.25) được viết lại :
Phương trình trên chứng t tín hi u ra c a b IDFT là m t tín hi u r i rỏ ệ ủ ộ ộ ệ ờ ạc cũng có chiều dài là N nhưng trong miền th i gian ờ
Tại bộ thu, b ộ DFT được sử ụng để ấ ạ d l y l i tín hiệu X(k) ban đầu
X = X(k) (1.27) Ở đây, hàm (mk)là hàm delta, được định nghĩa là :
Khi truyền dữ liệu qua kênh, việc sử dụng điều chế QAM cho phép truyền tải thông tin trên nhiều sóng mang khác nhau Điều này có thể thực hiện thông qua việc áp dụng IFFT/FFT với công suất 2N, giúp tối ưu hóa hiệu suất truyền dẫn.
Ti n t l p CP
Tiền ố ặn t l p (CP) là một kỹ thuật xử lý tín hiệu trong OFDM nhằm hạn chế hiện tượng nhiễu xuyên ký tự (ISI) và nhiễu xuyên kênh (ICI) ảnh hưởng đến tín hiệu OFDM, đảm bảo yêu cầu về tính trễ giao tiếp của các sóng mang Để thực hiện kỹ thuật này, trong quá trình xử lý tín hiệu, tín hiệu OFDM được chèn thêm một khoảng trống thời gian ở phía trước mỗi ký tự Sau khi chèn thêm khoảng trống, thời gian truyền một ký tự (Ts) bao gồm thời gian khoảng trống (Tg) và thời gian truyền thông tin có ích, tương ứng với khoảng thời gian của IFFT/FFT phát đi một ký tự.
Ta có : Ts = Tg + TFFT (1.29)
Hình 1.8[22] Chèn kho ng th i gian b o v vào tín hi u ả ờ ả ệ ệ OFDM
Ký tự OFDM lúc này có dạng:
Chiều dài dải bảo vệ cần được xác định sao cho không nhỏ hơn giá trị trải trễ cực đại để duy trì tính trực giao giữa các sóng mang nhánh, từ đó loại bỏ hiện tượng xuyên nhiễu ISI và ICI Giá trị trải trễ cực đại phản ánh ảnh hưởng của hiện tượng đa đường, trong đó tín hiệu thu được không chỉ từ đường truyền trực tiếp mà còn từ các đường phản xạ khác nhau với thời gian đến khác nhau Điều này được xác định là khoảng thời gian chênh lệch lớn nhất giữa tín hiệu thu qua đường trực tiếp và tín hiệu thu qua các đường phản xạ Khi phát một xung RF trong môi trường đa đường, bộ thu sẽ nhận được các đáp ứng xung tương ứng.
Hình 1.9 : Đáp ứ ng xung c a kênh truy ủ ền trong môi trườ ng truy ền đa đườ ng
Ngõ ra IFFT IFFT Kho ng b o v Kho ng b o v IFFT
Đáp ứng xung h(t) c a m t kênh truy n ch u ủ ộ ề ị ảnh hưởng c a hiủ ện tượng đa đường:
V Aới: k là biên độ phức của đáp ứng xung trên đường truy n th k ề ứ
Tk là th i gian tr cờ ễ ủa đáp ứng trên đường truy n th k so v i g c thề ứ ớ ố ời gian m là s ố đường truyền trong môi trường truyền đa đường
Tiề ố ặn t l p (CP) có khả năng loại bỏ nhiều ISI và nhiễu ICI, nhờ vào việc tăng cường khả năng đồng bộ trong hệ thống OFDM Điều này giúp cải thiện hiệu suất truyền dẫn và đảm bảo chất lượng tín hiệu trong các ứng dụng truyền thông hiện đại.
1.5.6.1 Khái ni m Ước lượng kênh (Channel estimation) trong hệ thống OFDM là xác định hàm truyền đạt của các kênh con và thời gian để thực hiện giải điều chế bên thu khi bên phát sử dụng kiểu điều chế kết hợp (coherent modulation) Để ước lượng kênh, phương pháp phổ biến hiện nay là dùng tín hiệu dẫn đường (PSAM-Pilot signal assisted Modulation) Trong phương pháp này, tín hiệu pilot bên phát sử dụng là tín hiệu đã được bên thu biết trước về pha và biên độ Tại bên thu, so sánh tín hiệu thu được với tín hiệu pilot nguyên thủy sẽ cho biết ảnh hưởng của các kênh truyền dẫn đến tín hiệu phát Ước lượng kênh có thể được phân tích trong miền thời gian và trong miền tần số Trong miền thời gian thì các đáp ứng xung h(n) của các kênh con được ước lượng Trong miền tần số thì các đáp ứng tần số H(k) của các kênh con được ước lượng Có hai vấn đề chính được quan tâm khi sử dụng PSAM:
Lựa chọn tín hiệu pilot trong hệ thống OFDM là rất quan trọng, vì nó phải đảm bảo yêu cầu chấp nhận nhiều, giảm thiểu độ ồn và tối ưu hóa năng lượng cũng như băng thông Với khả năng thực hiện trên bản đồ thời gian tần số, OFDM cho phép lựa chọn tín hiệu pilot hiệu quả hơn so với các hệ thống đơn sóng mang Do đó, việc lựa chọn tín hiệu pilot có ảnh hưởng lớn đến các chỉ tiêu hiệu suất của hệ thống.
Mẫu tín hi u dệ ẫn đường (pilot) chèn với tín hi u có ích cệ ả mi n tề ần s lố ẫn miền thời gian
Here is the rewritten paragraph:Khoảng cách giữa hai múi tiếp liệu phải được tính toán theo quy luật tự nhiên, nhằm đảm bảo tín hiệu được truyền đi ổn định và chính xác trong miền tần số Ở mỗi tần số, sự đổ vỡ của tín hiệu vô tuyến sẽ được hạn chế tối đa nhờ vào việc tính toán khoảng cách phù hợp, giúp kênh truyền dẫn ổn định và đạt tốc độ cao nhất.
Df là kho ng cách t n s gi a hai m u ên ti p ả ầ ố ữ ẫ li ế
max là i gian tr l n nh t thờ ãi trễ ớ ấ Ở mi n th i gian thì s bi n i c a h truyề ờ ự ế đổ ủ àm ền ph thu c v tụ ộ ào n s ầ ố Doppler max
(1.33) fDmax : tần s Doppl lố er n nh t ớ ấ
TS : chu kì có c a t u DM ích ủ ín hiệ OF
TG : độ d c a kho ng b o v ài ủ ả ả ệ
Hình 1.10: Tín hi u Pilot trong mi n th i gian và t n s ệ ề ờ ầ ố
Hình 1.11: Tín hi u pilot trong mi n t n s ệ ề ầ ố
Thiết kế kênh ảnh đòi hỏi sự cân bằng giữa độ phức tạp của thiết bị và độ chính xác cần thiết Hai yêu cầu chính là thời gian xử lý ngắn và độ chính xác thông tin cao thường mâu thuẫn với nhau Phương pháp ước lượng kênh tối ưu theo nguyên lý bình phương lỗi nhỏ nhất (MMSE) sử dụng bộ lọc Wiener hai chiều (2D-Wiener filter), mang lại chất lượng hình ảnh cao nhưng cũng rất phức tạp Do đó, việc thiết kế cần phải dung hòa giữa hai yêu cầu này để đạt được hiệu quả tối ưu.
Trong môi trường nhiễu, ước lượng kênh được thực hiện thông qua việc phát một ký tự OFDM đã được xác định trước về pha và biên độ Để ước lượng băng kênh, ký tự này được thu tại hai thời điểm liên tiếp và so sánh với ký tự ban đầu nhằm xác định đáp ứng tần số H(k) của các kênh con Tại băng tần k, hai ký tự thu được là R1(k) và R2(k), với ký tự được phát là X(k), từ đó chúng ta có thể thiết lập biểu thức cần thiết cho việc ước lượng kênh.
R2(k) = H(k)X(k) + W2(k) (1 5) 3 X(k) : ký tự ph c huứ ấn luy n phát trên kênh con th k ệ ứ
H(k) : đáp ng t n s cứ ầ ố ủa kênh con thứ k
W1(k), W2(k) : các m u nhi u Gaussian tr ng cẫ ễ ắ ộng tác động vào kênh con thứ k tại hai thời điểm liên ti p kh o sát ế ả
T (1.34ừ ) và (1.35), bộ ước lượng kênh s ẽ xác định:
H(k) 2 1(W1(k) W2(k))X * (k) (1.36) (Lưu ý rằng : biên độ ủ c a các X(k) được ch n b ng 1) ọ ằ
T công th c (1.36), n u biừ ứ ế ết trước ký t phát X(k), các m u nhi u Wự ẫ ễ 1 (k), W2(k), ta có thể xác định được đáp ứng t n s c a kênh con th k ầ ố ủ ứ
Ước lượng kênh trong miền thời gian là một phương pháp quan trọng để xác định đáp ứng xung của từng kênh con Tương tự như trong miền tần số, quá trình này sử dụng các ký tự huấn luyện đã biết để so sánh với các ký tự thu được tại bộ ước lượng Các biểu thức mô tả mối quan hệ giữa hai ký tự thu được tại hai thời điểm liên tiếp và ký tự huấn luyện phát đi được thể hiện qua các công thức: r1(n) = h(n) * x(n) + w1(n) và r2(n) = h(n) * x(n) + w2(n).
Trong hai công thức (1.37) và (1.8.3), tổng chập xuất hiện trong miền thời gian, với L là chiều dài đáp ứng xung lớn nhất có thể ước lượng trên các kênh con, nhỏ hơn nhiều so với chiều dài N của tín hiệu vào x(n) và tín hiệu ra y(n) Theo công thức tính tổng chập và công thức (1.31), đáp ứng xung của các kênh con có dạng ma trận (N×1), trong khi các mẫu tín hiệu x(n) được tổ chức thành ma trận chữ nhật (N×L).
Và dạng của ma trận h là:
Các công thức (1.37 1.38), ( ) được viết lại: r1(n) = Xh + w1(n) (1.41) r2(n) = Xh + w2(n) (1.42)
T 1.41ừ ( ) và (1.42), bộ ước lượng sẽ xác định:
T công th c (1.43), nừ ứ ếu xác định trước ma tr n X và các m u nhi u c ng wậ ẫ ễ ộ 1 (n), w2(n) thì có thể xác định được đáp ứng xung h(n) c a các kênh con ủ
+ N u s dế ử ụng ép ph i u đ ề chế vi sai k t h p FFT thì không c n c l ng ế ợ ầ ướ ượ kênh
Để nâng cao chất lượng hội thoại trong hệ thống OF DM, ngoài việc có ên trong hộp thoại, người dùng còn cần ân nhắc thực hiện đồng bộ các chức năng khác nhau trong DM; giảm thiểu OF lỗi.
PAPR (t s công su t nh trung bỉ ố ấ đỉ ình) lớn
1.6 ng b trong h th ng OFDM
OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) có nhiều đặc điểm nổi bật, giúp nó khác biệt so với các hệ thống đơn sóng mang Phương pháp này chia luồng dữ liệu thành nhiều mũi liệt, mỗi mũi được truyền qua một sóng mang riêng biệt Mỗi sóng mang này có tốc độ truyền tải dữ liệu khác nhau, tạo điều kiện cho hệ thống trở nên linh hoạt hơn trong việc chống lại nhiễu và suy giảm tín hiệu.
Trong hệ thống OFDM, việc đồng bộ hóa là rất quan trọng do khoảng cách sóng mang phức tạp hơn so với các hệ thống truyền thống, điều này làm cho việc duy trì băng thông trở nên khó khăn Quá trình đồng bộ hóa trong OFDM bao gồm ba bước chính: nhận biết khung, ước lượng khoảng dịch tần số và bám đuổi pha.
Hình 1.12 Quá trình đồng bộ trong OFDM
Nh n bi t khung
Nhận diện khung trong hệ thống OFDM là quan trọng để xác định ranh giới giữa các ký tự Để thực hiện việc này, chuỗi PN được mã hóa vi phân trong miền thời gian được sử dụng Nhờ vào đặc điểm tương quan, chuỗi PN giúp xác định vị trí định thời một cách chính xác Khi chuỗi PN phát và chuỗi PN thu đồng bộ, ranh giới giữa các ký tự OFDM có thể được suy ra thông qua việc quan sát đỉnh tương quan.
Trong kênh đa đường, nhiều đỉnh tương quan PN phụ thuộc vào trễ đa đường, được đo trong chu kỳ mù tín hiệu Đỉnh tương quan lớn nhất được sử dụng để định vị ranh giới ký tự OFDM Một vấn đề quan trọng là do nhận biết số khung được thực hiện trước khi ước lượng khoảng dịch tần số, nên sai lệch pha không được bù giữa các mù tín hiệu, dẫn đến sự phân phối đỉnh tương quan giống như sóng sine Khi không có ước lượng khoảng dịch tần số, điều chế vi phân được sử dụng, cho phép chuỗi PN được điều chế vi phân trên các mù tín hiệu lân cận Tại phía thu, tín hiệu được giải mã vi phân và tính tương quan với chuỗi PN đã biết.
Giải thuật kết đỉ ử đệm có kích thước cố định để lưu trữ kết quả tính toán tạm thời là các giá trị metric định hình kết quả Sự nhận biết khung ờ ế ả ự ậ ế thành công khi:
- Phầ ửn t trung tâm của bộ đệ m l n nh t ớ ấ
- T l c a giá tr ỷ ệ ủ ị phần t trung tâm và trung bình b ử ộ đệm vượt quá ngưỡng nhất định
Khoảng dịch tần số là vấn đề đặc biệt trong hệ thống OFDM đa sóng mang, gây ra do sự sai khác tần số giữa phía phát và phía thu Việc ước lượng khoảng dịch tần số sử dụng hai ký tự: ký tự thứ nhất dẫn đường và ký tự thứ hai dịch sang trái với khoảng cách Δ (Δ là chiều dài tín hiệu lặp CP) Các mẫu tín hiệu cách nhau khoảng thời gian T (độ dài ký tự FFT) sẽ giống hệt nhau ngoại trừ sự khác biệt pha do khoảng dịch tần số Khoảng dịch tần số được phân thành phần nguyên và phần thập phân.
Trong đó: Alà phần nguyên và 1 / 21 / 2
Khi không có nhiễu ISI, các mẫu tín hiệu thu được biểu diễn như sau:
exp 2( ) (1.45) Trong đó: llà chỉ ố ẫ s m u (mi n thề ời gian) y(l) là m u tín hi u thu ẫ ệ
Nlà tổng s sóng mang nhánh ố z là m u nhi u (l) ẫ ễ
Và m u tín hi u ẫ ệ s(l) được biểu diễn như sau:
Trong đó: klà chỉ ố s sóng mang nhánh
U(k) là d ữliệu được điều ch trên sóng mang nhánh ế
C(k) là đáp ứng t n s sóng mang nhánh ầ ố
Tính tương quan giữa các m u cách nhau kho ng ẫ ả T (nghĩa là N m u) ta có: ẫ
Và phần th p phân c a kho ng d ch t n s ậ ủ ả ị ầ ố được ư c lướ ợng như sau: arg Ryy *
Nâng cao tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) và tối ưu hóa quá trình truyền dẫn là rất quan trọng R yy có thể được phân tích và biểu diễn dưới dạng tín hiệu và nhiễu Gaussian Định nghĩa lỗi ước lượng phân tán là một yếu tố cần được xem xét kỹ lưỡng trong quá trình này.
ˆ (1.49) Độ ệ l ch chu n c a lẩ ủ ỗi được tính như sau:
Trong phần 1.6.2.2, chúng ta xem xét quá trình biến đổi tín hiệu liên tiếp của ký hiệu FOE Đối với ước lượng dài hạn, phần đầu tiên được bù là một hàm phân phối xác suất, được mô tả bởi công thức y(l) = exp(-j2πρ̂/N) với l thuộc khoảng [0, 2N) Hàm phân phối này hoàn hảo và các mẫu tín hiệu bù có thể được áp dụng để cải thiện độ chính xác của quá trình ước lượng.
Giả ử ước lượ ầ ậ ả ẫ ệu đượ ể được tách thành hai ký hi u FFT: ệ
(1.52) Ở đây vector có các thành phần:
Al j l s exp 2 l0,N u FFT có cùng vector tín hi u, m u FFT m i có th
Hai ký hiệu có thể kết hợp với nhau để tăng tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) lên gần 3dB Cụ thể, ta có thể biểu diễn tín hiệu tổng hợp y như sau: y = y1 + y2 = 2s + z1 + z2 Tiếp theo, để thu được kết quả, chúng ta sử dụng y/2 và áp dụng biến đổi FFT cho y/2, từ đó phân tích nhiễu cũng như tỷ lệ tương ứng.
Chuỗi PN được mã hóa vi phân qua các sóng mang lân cận nhằm ước lượng xoay vòng pH nguyên ầ A Qua việc giải mã vi phân các Y(n) và tính tương quan giữa r và kết quả với các phiên bản xoay vòng của chuỗi PN, ta có thể xác định một đỉnh biên đột duy nhất cho A.
Lượng thừa FOE trong công thức (1.49) gây ra một khoang dịch pha nếu không được bù trái Để phân tích ảnh hưởng này, ta xem xét một hệ thống OFDM với chu kỳ hiệu: T_S = Δ + T hoặc N_S = N + Δ + N Thao tác pha của khoang dịch tần số trong mũ tín hiệu FFT của ký hiệu OFDM được biểu diễn dưới dạng: exp(2jπΔ_C f_T)(mN_S/N + l/N) = exp(2jπ(A + ρ)(mN_S/N + l/N).
Trong đó: mlà chỉ ố s ký t , ự llà chỉ ố ẫ s m u
Giả ử s ph n nguyên cầ ủa FOE luôn đúng, thừa s pha sau khi bù kho ng d ch t n s ố ả ị ầ ố là:
2j ( mN S/ N l/ N) exp j2 mN S/N .exp j2 l/N exp (1.56)
Trong đó: được định nghĩa trong (1.49)
Giá tr s h ng ị ố ạ exp j2 mN S/N trong (1.56) gây l i pha ký t , còn s ỗ ự ố h ng ạ exp j2 l/N trong công thức (1.56) gây ra nhi u ICI ễ
Vì th a s l i pha ừ ố ỗ là không đổi trên toàn b ký t nên có th ộ ự ể được bù trong miề ần t n s sau b FFT Tín hiố ộ ệu sau FFT được biểu di n: ễ
Y , exp 2 S / , , , (1.57) Trong đó: k là ch s ỉ ố sóng mang nhánh và ta đã bỏ qua nhi u ICI L i pha ễ ỗ
( mNS N tăng tuyến tính trên các ký t ự
Có th ể bám đuổ ỗi l i pha b ng cách dùng vòng khoá pha s DPLL Ngoài ra, ằ ố DPLL cũng bám theo nhiễu pha ở trong độ ộng băng thông củ r a vòng l p c a nó ặ ủ
C u trúc c a DPLL g m m t b tách sóng pha, b l c vòng và m t VCO Hàm ấ ủ ồ ộ ộ ộ ọ ộ truyền đạt c a DPLL là: ủ
Trong bài viết này, chúng ta sẽ thảo luận về hằng số h s t t d n và t n s c a DPLL DPLL có thể được sử dụng thay cho các phương pháp khác do yêu cầu về trạng thái ổn định với đầu vào tuyến tính, cụ thể là (2 N).
Miề ổn địn nh cho DPPL là:
Để thực hiện tách sóng pha, điều kiện này phải thỏa mãn khi chọn các thông số của DPLL Để ước lượng được hệ số lặp pha, vì hệ số lặp pha là chung cho tất cả các sóng mang nhánh nên được sử dụng công thức: sử dụng J.
J (1.60) Đểtính Jph i biả ết được c d li u ả ữ ệ U(m,k)và các đáp ứng kênh C(m,k).
Tách sóng pha được th c hi n: ự ệ
Trong bài viết này, e(m) đại diện cho giá trị ra của bộ tách sóng pha, trong khi m là giá trị ra của DPLL Cần lưu ý rằng arg[J] là một ước lượng nhiễu với độ lệch chuẩn (STD - Standard Deviation) được xác định.
- OFDM tăng hiệu su t s d ng b ng cách cho phép ch ng l p nh ng sóng mang ấ ử ụ ằ ồ ấ ữ con
Bằng cách chia kênh thông tin thành nhiều kênh con, fading được giảm thiểu hiệu quả hơn Các hệ thống OFDM có khả năng chống lại fading tốt hơn so với các hệ thống sóng mang đơn, nhờ vào việc phân chia tần số và sử dụng nhiều kênh con Điều này giúp cải thiện độ tin cậy và hiệu suất truyền tải dữ liệu.
- OFDM lo i tr nhi u symbol (ISI) và xuyên nhi u gi a các sóng mang (ICI) b ng ạ ừ ễ ễ ữ ằ cách chèn thêm vào một khoảng th i gian b o v ờ ả ệtrước m i symbol ỗ
- S d ng vi chèn kênh và mã kênh thích h p, h ng OFDM có th khôi phử ụ ệc ợ ệ thố ể ục lại được các symbol b m t do hiị ấ ện tượng l a ch n t n s c a các kênh ự ọ ầ ố ủ
- K thu t cân b ng kênh tr ỹ ậ ằ ở nên đơn giản hơn kỹ thuật cân b ng kênh thích ng ằ ứ đượ ử ục s d ng trong nh ng h thữ ệ ống đơn sóng mang
- S d ng k ử ụ ỹ thuật DFT để ổ b sung vào các chức năng điều ch và giế ải điều ch ế làm giảm chức năng phức tạp c a OFDM ủ
- Các phương pháp điều ch vi sai (differental modulation) giúp tránh yêu c u vào ế ầ b ổsung bộ giám sát kênh
- OFDM ít b ị ảnh hưởng v i kho ng th i gian l y mớ ả ờ ấ ẫu (sample timing offsets) hơn so với h thệ ống đơn sóng mang.
- OFDM chịu đựng t t nhi u xung v i và nhi u xuyên kênh kố ễ ớ ễ ết hợp
Ngoài những ưu điểm trên thì OFDM cũng có những h n ch ạ ế
Symbol OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) là một phương pháp truyền thông hiệu quả, nhưng nó gặp phải vấn đề liên quan đến tỉ số PARR (Peak-to-Average Power Ratio) cao Tỉ số này có thể gây ra nhiễu xuyên điều chế nếu tín hiệu OFDM có tỉ số PARR lớn hơn mức cho phép Điều này làm tăng độ phức tạp của quá trình chuyển đổi giữa tín hiệu analog và digital Hơn nữa, việc rút ngắn tín hiệu (clipping) có thể dẫn đến méo tín hiệu trong băng tần, cũng như ảnh hưởng đến bức xạ ngoài băng.
OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) có nhiều ưu điểm vượt trội so với các hệ thống đơn sóng mang, đặc biệt là khả năng chống nhiễu tốt hơn Tuy nhiên, vấn đề đồng bộ trong OFDM lại phức tạp hơn so với hệ thống đơn sóng mang Tần số offset của sóng mang có thể gây ra sự giao thoa giữa các sóng mang con, dẫn đến nhiễu liên kênh và làm giảm hiệu suất hoạt động của các bộ điều chế.
Vì vậy, đồng b t n s là m t trong nh ng nhi m v ộ ầ ố ộ ữ ệ ụthiế ết y u c n phầ ải đạt trong b ộ thu OFDM.
K t lu
Kỹ thuật OFDM là một giải pháp hiệu quả trong việc tiết kiệm băng thông cho truyền thông di động Mặc dù có một số hạn chế, nhưng những nhược điểm này đã được khắc phục đáng kể Công nghệ này hiện đang được áp dụng rộng rãi trong các lĩnh vực như DVB, DAB-T, WiMax, HiperLAN/2, DRM, và Wifi, tuân theo các tiêu chuẩn ETSI và IEEE Kỹ thuật này sẽ là cơ sở cho các thế hệ di động 3G, 4G và các thế hệ tiếp theo trong tương lai.
Gi i thi 28 u
Khuy m c a h ng MIMO 29 th ng kênh truy n c a h th ng MIMO
- T ng ă độphứ ạc t p trong x lí t hi u ph và ử ín ệ át thu.
- K ích thước c a ủ thiế ịt b di ng t ng lê độ ă n.
- Nhiễ đồu ng kênh: do s d ng nhi u ử ụ ề anten truyền d u v i cùng m t b ng t n ữliệ ớ ộ ă ầ
- Nhiễu liên kênh: do nhi u ng i dùng s d ng cùng h ng MIMO ề ườ ử ụ ệ thố
2.2 ng kênh truy n c a h thng MIMO
Ma trận kênh truyền H của kênh MIMO được xác định trước và giữ nguyên trong suốt quá trình truyền Tổng công suất phát P trên N T được coi là không đổi.
Theo lý thuyết tách ma trận SVD cho ma trận bất kì ta có.
H UDV H (2.1) Với D là ma trận đường chéo với các hệ số thực không âm có kích thước (n R x nT),
U và V là ma trận vuông (n R x nR) và (nT x nT) Các ma trận này có những tính chất trực giao: UU H I Nr và VV H INt
Các hệ số thực của D được xác định bởi d1 ≥ d2 ≥ … ≥ dN với N = min(Nt, Nr), có thể tính bằng căn bậc hai của các trị riêng λn của ma trận H Tín hiệu thu nhận được là r = UDV + n Khi nhân ma trận UH vào cả hai vế của phương trình, ta sẽ có kết quả cần thiết cho việc phân tích tín hiệu.
H H r UDV x U n (2.4) Đặt r‟ =U H r, x‟ = V H x, n‟ =U H n Vectơ n‟ có phần thực và phần ảo là biến ngẫu nhiên Gaussian trung bình 0
Vì thế kênh truyền ban đầu có thể viết lại dưới dạng như sau:
' ' (2.5) Đặt i là căn của các giá trị riêng khác 0 của , với i = 1, 2…u Các thành phần H tín hiệu nhận được có dạng:
Sơ đồ hệ thống tương đương:
Hình 2.2 : Chuy ển đổ i kênh truy n MIMO thành các kênh truy n song song ề ề
Mô hình phân tập khi N T >NR
Hình 2.3 Mô hình phân tập khi N T >NR
Hình 2.4 Mô hình phân tập khi N T