CƠ SỞ LÝ THUYẾT CỦA KỸ THUẬT SIÊU CAO TẦN
Giới thiệu chung
Sóng siêu cao tần là các sóng vô tuyến có bước sóng rất nhỏ được trải dài từ 1 mm đến 1 m ( tần số nằm trong dải từ 300MHz đến 300GHz)
Kỹ thuật siêu cao tần là kỹ thuật thiết kế các hệ thống truyền thông trong dải sóng siêu cao tần
Mạch siêu cao tần là một tập hợp các thiết bị vật lý như ống dẫn sóng, bộ suy giảm điện áp, bộ xoay pha, bộ trộn và bộ tách sóng, cùng với nhiều đường nối được sắp xếp và kết nối để tạo ra hiệu ứng mong muốn của sóng cao tần.
Băng tần là một phần của phổ tần số truyền thông, nơi các kênh được sử dụng hoặc thiết lập với mục đích tương tự Dưới đây là bảng tổng hợp các băng tần số cơ bản.
Bảng 1:Băng tần sóng cao tần theo IEEE
Băng tần Tần số Tên gọi-Bước sóng
HF 3 tới 30 MHz Tần số cao:10-100m
Băng VHF 30 tới 300 MHz Tần số rất cao:1-10m
Băng UHF 300 tới 1000 MHz Tần số cực cao:0.3-1m Băng L 1 tới 2 GHz Sóng dài:15-30cm Băng S 2 tới 4 GHz Sóng ngắn: 7.5-15cm
Băng C 4 tới 8 GHz Dải tần nằm giữa băng S và X: 3.75-7.5cm
Băng X 8 tới 12 GHz Sử dụng trong Thế chiến II cho hệ thống điều khiển hỏa lực, X có nghĩa là chữ thập:2.5-3.75cm
Ku 12 tới 18 GHz Kurz-under 1.67-2.5cm Băng K 18 tới 27 GHz Kurz:1.11-1.67cm
Ka 27 tới 40 GHz Kurz-above :0.75-1.11cm
Băng mm 40 tới 300 GHz Dùng cho hoạt động kiểm thử thông tin dùng giữa các vệ tinh trong cụm vệ tinh: 1-7.5mm
Băng tần S là một phần của băng tần viba trong phổ điện từ, được định nghĩa theo tiêu chuẩn của IEEE cho sóng vô tuyến với tần số từ 2 đến 4 GHz.
Tần số 3 GHz đánh dấu ranh giới giữa UHF và SHF, với băng S được sử dụng cho các ứng dụng như radar thời tiết, radar tàu biển và vệ tinh thông tin Đặc biệt, NASA sử dụng băng S để liên lạc giữa tàu con thoi và trạm không gian quốc tế Radar băng ngắn 10 cm hoạt động trong dải tần 1,55 đến 5,2 GHz Tại một số quốc gia, băng S còn được áp dụng cho truyền hình vệ tinh gia đình, khác với hầu hết các quốc gia sử dụng băng Ku, với tần số cấp phát từ 2,5 đến 2,7 GHz.
Các tham số cơ bản
2.2.1 Đường truyền sóng Đường truyền sóng là đường truyền dẫn sóng điện từ Một đường truyền sóng thường được mô tả như một hệ gồm hai dây dẫn song song (khi truyền dẫn sóng TEM cần ít nhất 2 vật dẫn ) với một phần tử rất ngắn nhƣ trình bày trên Hình 2.1 (a) Ta có một mạch tương đương biểu diễn bởi 4 phần tử tập trung đƣợc mô tả trên Hình 2.1 (b)
Hình 2.1: Đương truyền sóng(a) và mạch tương đương (b) Trong đó:
G: Điện dẫn song song trên một đơn vị dài (S/m );
C: Điện dung song song trên một đơn vị dài (F/m);
Dòng điện chạy dọc theo chiều dài dây dẫn sẽ tạo ra một dòng điện cảm ứng ngược chiều trong dây dẫn Đồng thời, các dây dẫn cũng có điện trở hữu hạn nối tiếp.
L: Điện cảm nối tiếp (H) Áp dụng định luật Kirchhoff ta có phương trình đường truyền:
=(-G+j C)V(z) (2.2) Lấy đạo hàm các phương trình ta được:
= I(z) (2.4) với =(R+j L)(G+j C) với là một số phức
Vậy phương trình truyền sóng của đường truyền là phương trình vi phân tuyến tính Nghiệm chung của phương trình sóng:
I(z)= (2.6) Các hàm V(z) và I(z) mô tả dòng và thế tại mọi vị trí z trên đường truyền
Sóng (z) hay (z) truyền theo phương +z Sóng (z) hay (z) truyền theo phương -z
Hình 2.2: Sóng truyền trên đường truyền[5]
Hệ số phản xạ được định nghĩa là tỷ số giữa sóng phản xạ và sóng tới Từ đó, chúng ta có thể xác định hệ số phản xạ tại vị trí mắc tải z=0.
Rõ ràng biên độ phản xạ có giá trị bằng hoặc nhỏ hơn 1 hay |Γ| Áp dụng công thức trên ta có :
Điện áp và dòng điện trên đường truyền được xác định bởi sự "xếp chồng" của sóng tới và sóng phản xạ, dẫn đến biên độ |V| và |I| tại mỗi vị trí z có giá trị khác nhau Tại một số điểm, biên độ |V| hoặc |I| đạt cực đại, trong khi ở những điểm khác, giá trị này đạt cực tiểu, tạo ra dạng dao động theo z Sóng này được gọi là sóng đứng.
Hiện tượng sóng đứng xảy ra khi hệ số phản xạ khác 0 Khi hệ số phản xạ Γ=0, trên đường truyền chỉ tồn tại sóng tới với dạng sóng chạy.
Nhƣ vậy sóng chạy sẽ xảy ra khi: Γ=0 hay = ta nói đường truyền được phối hợp trở kháng
2.2.3 Hệ số sóng đứng điện áp(VSWR)
Có những điểm, biên độ |V| hoặc |I| luôn đạt cực đại hoặc cực tiểu , nghĩa là biên độ điện áp ( dòng điện) có dạng dao động theo z
Ta xét sóng điện áp trên một đường truyền:
(2.12) Viết lại công thức trên theo (2.12), lấy l=-z ta có:
Có thể biểu thị dưới dạng: Γ=|Γ|
Công thức (2.13) sẽ có dạng:
Ta nhận tháy V đạt giá trị cực đại khi =1 tương ứng với:
Ta nhận tháy V đạt giá trị tiểu khi =-1 tương ứng với:
Từ (2.15) ta xác định khoảng cách giữa hai điểm cực đại kề nhau :
(2.17) với đường truyền không tổn hao do đó
Khoảng cách giữa hai điểm cực đại và cực tiểu kề nhau là :
Ta có hình ảnh sóng đứng điện áp trên đường dây truyền sóng không tổn hao :
Hình 2.3: Sóng đứng điện áp trên đường truyền không hao tổn có mắc tải đầu cuối
Hình 2.4: Sóng đứng dòng điện và sóng đứng điện áp trên đường truyền không hao tổn có mắc tải đầu cuối
Các điểm có biên độ điện áp tối thiểu được gọi là điểm "nút", trong khi các điểm có biên độ điện áp tối đa được gọi là điểm "bụng" Tương tự, điểm nút và điểm bụng của sóng đứng dòng điện cũng được định nghĩa như vậy Rõ ràng, điểm nút của sóng đứng điện áp sẽ tương ứng với điểm bụng của sóng đứng dòng điện và ngược lại.
Tại các điểm bụng của sóng đứng ta có:
Còn tại điểm nút ta có:
Tỷ số biên độ của điện áp tại điểm bụng và điểm nút đƣợc gọi là hệ số sóng đứng (HSSĐ) viết tắt là VSWR
Khi Γ=0, hệ số sóng đứng đạt giá trị 1, cho thấy biên độ của sóng điện áp hoặc dòng điện là đồng nhất trên toàn bộ chiều dài của đường truyền Trong trường hợp này, sóng trên đường truyền được gọi là sóng chạy.
Từ công thức trên ta cũng rút ra đƣợc quan hệ giữa hệ số sóng đứng S và hệ số phản xạ Γ:
2.3.4 Công suất trung bình truyền theo đường dây truyền sóng
Ta khảo sát công suất trung bình theo đường truyền, qua điểm có tọa độ z, ta có công thức:
Là công suất trung bình của sóng tới
Là công suất trung bình sóng phản xạ
Nhƣ vậy, công suất trung bình=hiệu công suất trung bình sóng tới – công suất trung bình sóng phản xạ
Ta có một số nhận xét sau : Khi Γ=0 phối hợp trở kháng : tàn bộ công suất đƣợc truyền cho tải
Khi Γ=1 công suất của sóng tới và sóng phản xạ có giá trị bằng nhau do đó công suất truyền cho tải bằng 0
Khi Γ 0, không phải toàn bộ công suất được truyền đến tải, mà một phần công suất bị phản xạ lại, dẫn đến tổn hao công suất Tổn hao này được gọi là tổn hao do phản xạ, và nó được xác định bằng tỷ số giữa công suất phản xạ và công suất đến.
Giản đồ Smith
Trong kỹ thuật siêu cao tần, việc phân tích và thiết kế mạch điện ở tần số này thường liên quan đến việc giải quyết các hệ phương trình phức tạp Để đơn giản hóa các bài toán này, chúng ta có thể sử dụng các đồ thị giản đồ làm công cụ hỗ trợ.
Giản đồ Smith, được phát minh bởi Phillip Smith tại phòng thí nghiệm Bell Telephone, là một công cụ đồ họa quan trọng và phổ biến trong lĩnh vực điện tử, đặc biệt là trong điện tử siêu cao tần Giản đồ này giúp các kỹ sư điện tử dễ dàng phân tích và thiết kế các mạch điện, nâng cao hiệu quả công việc trong ngành công nghiệp điện tử.
Năm 1939, giản đồ được sử dụng để biểu diễn nhiều tham số của đường dây truyền dẫn và mạch cao tần, bao gồm trở kháng, dẫn nạp và hệ số phản xạ.
Giản đồ này đƣợc biểu diễn hình học của biểu thức:
Viết chuẩn hóa dưới dạng ( chia cho Ro):
Với Γ=|Γ| biểu thức chuẩn hóa có dạng
Hệ số phản xạ Γ có thể được biểu diễn dưới dạng bán kính vector |Γ| và góc pha trên hệ tọa độ Mỗi điểm trên mặt phẳng của hệ số phản xạ tương ứng với một giá trị phản xạ và một giá trị trở kháng z xác định.
Ta có và Γ= thay vào biểu thức ban đầu:
Trong đó: là điện trở của tải, là trở kháng của tải là phần thực của hệ số phản xạ Γ là phần ảo của hệ số phản xạ Γ
Trên mặt phẳng hệ số phản xạ (giới hạn trong vòng bán kính bằng một và
|Γ| 1) có thể vẽ được 2 họ đường cong, một họ gồm những đường đẳng r=const và một họ gồm những đường đẳng điện kháng x=const
= (2.32) Biến đổi ta nhận đƣợc :
Mỗi phương trình trên biểu thị một họ đường tròn trong mặt phẳng ,
Hình 2.5: Các vòng tròn đẳng r trong mặt phẳng phức Γ
Các đường đẳng r là tập hợp các vòng tròn có tâm trên trục hoành của giản đồ, tất cả đều đi qua điểm có giá trị r = 1 Giá trị r của mỗi vòng tròn được ghi dọc theo trục hoành, trải dài từ 0 đến vô cực, với điểm bên trái tương ứng với r = 0 và điểm bên phải tương ứng với r = vô cực.
Ta có những nhận xét sau :
Khi r=0, đường tròn r=0 có tâm tại (0,0) và bán kính 1, biểu thị cho đường tròn có tâm tại gốc tọa độ của mặt phẳng phức Γ Tất cả các giá trị của hệ số phản xạ trên đường tròn này tương ứng với trở kháng đường dây thuần kháng, trong đó thành phần điện trở bị triệt tiêu Chúng ta có thể xác nhận rằng trong điều kiện trở kháng đường dây là thuần kháng hoặc bằng 0, thì |Γ|=1.
Khi r=1 ta có đường tròn đẳng r=1 đi qua gốc tọa độ của Γ có tâm là (1/2,0) bán kính 0.5 Đường tròn này có tâm nằm trên trục Ta nói rằng mọi
Vòng tròn 1 điểm hệ số phản xạ Γ nằm trên vòng tròn đều tương ứng với trở kháng của đường dây có phần thực R đúng bằng trở kháng chuẩn hóa
Khi r đường tròn có tâm tại (1,0) bán kính 0 đường tròn này biến thành một điểm trong mặt phẳng phức Γnằm tại tọa độ (1,0)
Khi r tăng , bán kính của đường tròn đẳng r nhỏ dần tâm đường tròn di chuyển về phía Γ=1
Hình 2.6: Các vòng tròn đẳng x trong mặt phẳng phức Γ
Các đường đẳng x là họ các vòng tròn có tâm nằm trên trục vuông góc với trục hoành tại r =1 Có hai nhóm đường tròn đẳng x:
+)Nhóm các đường đẳng x với x > 0 (cảm kháng) là các đường nằm ở phía trên của trục hoành Giá trị x tăng dần từ 0 đến và được ghi trên mỗi đường
+)Nhóm các đường đẳng x với x < 0 (dung kháng) là các đường nằm ở phía dưới của trục hoành Giá trị x giảm dần từ 0 đến - và được ghi trên mỗi đường
Ta có nhận xét sau:
Khi x=0, vòng tròn đẳng x trở thành một đường thẳng nằm trên trục hoành của mặt phẳng phức Γ Với trở kháng đường dây là thuần trở, hệ số phản xạ Γ sẽ là một số thực.
Khi x vòng tròn đẳng x biến thành một điểm nằm tại điểm (1,0) trong mặt phẳng phức Γ, nghĩa là tại điểm =1
Mặt khác do hệ số phản xạ trên đường truyền |Γ| 1 nên ta ta chỉ vẽ các vòng tròn đẳng x nằm trong vòng tròn có đơn vị |Γ|=1
Hình 2.7: Các vòng tròn đẳng |Γ| và đẳng S trong mặt phẳng phức Γ
Trong mặt phẳng, có thể vẽ các đường tròn đẳng |Γ|, là những vòng tròn đồng tâm với tâm điểm tại gốc tọa độ Bán kính của các vòng tròn này nhận các giá trị từ 0 đến 1, trong đó vòng tròn |Γ|=0 trùng với điểm gốc tọa độ và vòng tròn |Γ|=1 trùng với vòng tròn đẳng |Γ|=0, được gọi là vòng tròn ngoài cùng.
Góc biểu diễn vectơ Γ trong mặt phẳng phức được thể hiện trên chu vi đồ thị Smith Trong đó, góc được tính theo trục thực chiều dương theo chiều ngược kim đồng hồ, trong khi chiều âm tương ứng với chiều kim đồng hồ (hình 2.7).
Các vòng tròn đẳng S (hệ số sóng đứng) và đẳng (hệ số sóng chạy) là những đường tròn đồng tâm tương tự như các đường đẳng |Γ| Giá trị của S được xác định dựa trên |Γ| theo công thức cụ thể.
Để thuận tiện cho việc đọc các giá trị của S hoặc (1/S) trên trục hoành, không khắc độ theo giá trị S Điểm gốc tọa độ, tương ứng với |Γ|=0, sẽ là S=1 (đường tròn đẳng S=1) Khi |Γ| nhận giá trị từ 0 đến 1, S sẽ thay đổi từ 1 đến một giá trị lớn hơn Trong khoảng từ 0 đến 1 trên trục thực, độ được khắc theo S với các giá trị từ 1 đến một giá trị lớn hơn Vòng tròn ngoài cùng, tương ứng với |Γ|=1, sẽ là vòng tròn S=
Các đường tròn đẳng S có tâm tại gốc tọa độ, do đó việc xác định 1/S chỉ đơn giản là phép đối xứng qua tâm Nửa bên trái của trục thực sẽ được khắc độ theo 1/S, với vòng tròn ngoài cùng tương ứng với giá trị =0 và điểm góc tọa độ là vòng tròn =1 Để thuận tiện cho tính toán, một thang giá trị cũng được bổ sung trên chu vi của đồ thị Phân bố sóng đứng trên đường dây lặp lại theo chu kỳ, vì vậy việc khắc độ theo chu vi vòng tròn được thực hiện từ =0 đến =0,5.
Cuối cùng , đồ thị đầy đủ đƣợc thiết lập với tât cả các ghi chú tạo thành giản đồ Smith chuẩn
Hình 2.8: Giản đồ smith Sau đây chúng ta tóm lược các điểm đáng lưu ý của giản đồ Smith :
Tất cả các giá trị trở kháng trên giản đồ Smith đều được chuẩn hóa theo một điện trở chuẩn, thường là trở kháng đặc tính R0 của đường truyền không tổn hao.
Giản đồ Smith nằm trong phạm vi của vòng tròn đơn vị vì hệ số phản xạ có module nhỏ hơn hoặc bằng 1
Các đường đẳng r và x là tập hợp các đường tròn trực giao, trong đó giao điểm giữa một đường đẳng r và một đường đẳng x bất kỳ thể hiện trở kháng z = r + ix Đồng thời, giao điểm này cũng biểu thị hệ số phản xạ tại điểm trở kháng z.
Tâm điểm của giản đồ Smith là giao điểm giữa đường đẳng r=1 và đường đẳng x=0 trên trục hoành, biểu thị cho trở kháng thuần z=1 Điểm này đại diện cho trở kháng thuần Ro, cho phép phối hợp trở kháng trên đường dây, với hệ số phản xạ bằng 0 và hệ số sóng đứng là 1.
Kỹ thuật phối hợp trở kháng
Phối hợp trở kháng là yếu tố quan trọng trong kỹ thuật siêu cao tần, đóng vai trò thiết yếu trong thiết kế mạch liên hệ thống siêu cao tần Quá trình này dựa trên kiến thức lý thuyết đường truyền sóng để đảm bảo hiệu suất tối ưu cho các ứng dụng liên quan.
Nội dung của phối hợp trở kháng đƣợc minh họa ở hình 2.7, trong đó sử dụng một mạch phối hợp đặt giữa tải và đường truyền dẫn sóng
Mạch phối hợp là một mạch không tổn hao, nhằm duy trì công suất tối ưu Nó được thiết kế để đảm bảo trở kháng vào nhìn từ đường truyền tương đương với trở kháng sóng của đường truyền.
Khi sự phản xạ sóng ở phía trái của mạch phối hợp biến mất, chỉ còn tồn tại trong phạm vi giới hạn giữa tải và mạch phối hợp, có thể xảy ra phản xạ qua lại nhiều lần Quá trình phối hợp được xem như một quá trình điều chỉnh.
Hình 2.9: Mạch phối hợp trở kháng không tổn hao giƣã trở kháng tải bất kì và đường truyền dẫn sóng
Sự phối hợp trở kháng hay điều chỉnh là quan trọng vì những lý do sau :
- Khi thực hiện phối hợp trở kháng công suất truyền cho tải sẽ đạt đƣợc cực đaị còn tổn thất đường truyền là cực tiểu
Phối hợp trở kháng là yếu tố quan trọng giúp nâng cao tỉ số tín hiệu/tạp nhiễu trong các hệ thống sử dụng các phần tử nhạy cảm như anten và bộ khuếch đại tạp âm thấp.
-Đối với mạng phân phối công suất siêu cao tần phối hợp trở kháng sẽ làm giảm sai số về biên độ và pha khi phân chia công suất
2.4.1 Phối hợp trở kháng dùng phần tử tập trung
Mạch phối hợp trở kháng sử dụng phần tử tập trung là loại đơn giản nhất, chỉ cần hai phần tử điện kháng mắc hình chữ nhật (thuận hoặc nghịch), được gọi là mạch hình L Có thể khái quát 8 kiểu phối hợp trở kháng loại L thông qua sơ đồ hình vẽ Giả thiết đường truyền dẫn không tổn hao, tức là đại lượng thuần trở.
Hình 2.10: Mạch phối hợp trở kháng hình L
Trước tiên, chúng ta sẽ rút ra hai biểu thức để giải thích các phần tử của hai loại mạch hình L Sau đó, phương pháp xác định giá trị các phần tử sẽ được trình bày thông qua việc áp dụng giản đồ Smith.
Để đạt được phối hợp trở kháng hiệu quả, cần đảm bảo trở kháng nhìn từ đường truyền vào mạch phối hợp bao gồm cả tải.
Biến đổi và tách riêng từng phần phần thực, phần ảo sẽ nhận đƣợc hai phương trình với hai ẩn số X và B :
Giải hai phương trình trên ta được:
Mạch được ứng dụng trong trường hợp <
Khảo sát sơ đồ (b) nhằm đạt được sự phối hợp dẫn nạp từ phía đường truyền vào mạch phối hợp, trong đó cả hai tải cần phải bằng 1/ để đảm bảo tính đồng bộ và hiệu quả trong quá trình truyền tải.
Thực hiện biến đổi tách riêng từng phần thực và phần ảo của biểu thức , ta nhận được hai phương trình với hai ẩn số X và B:
X+ = (2.44) Giải hai phương trình trên:
Vậy mạch dùng trong trường hợp >
Thiết kế phối hợp trở kháng dạng L dùng giản đồ smith :
-Trường hợp < trở kháng tải chuẩn hóa = ̅̅̅ = = sẽ có phần thực Do vậy điểm biểu diễn của trên giản đồ smith sẽ nằm bên trong vòng tròn r=1
- Ngƣợc lại > đƣợc biểu diễn cho trên giản đồ smith sẽ nằm bên ngoài vòng tròn r=1
2.4.2 Phối hợp trở kháng dùng dây chêm
Trong phần này, chúng ta sẽ khám phá phương pháp phối hợp trở kháng thông qua việc sử dụng đoạn đường truyền ngắn mạch hoặc hở mạch, được gọi là dây nhánh hoặc dây chêm Các dây này có thể được mắc song song hoặc nối tiếp với đường truyền, tạo ra một khoảng cách nhất định so với tải.
Phương pháp này được sử dụng khá phổ biến do đơn giản trong chế tạo( có thể là đoạn mạch dải hoặc vi dải) và dễ điều chỉnh
Trong phương pháp phối hợp trở kháng dùng dây chêm đơn có hai thông số quan trọng trong thiết kế mà người thiết kế cần chú ý đó là :
- Khoảng cách đường truyền d tính từ tải đến đoạn dây nhánh nối tiếp
Giá trị điện nạp và điện kháng tương ứng với dây nhánh song song hoặc nối tiếp Trong trường hợp dây chêm đơn song song, vị trí d được chọn để thành phần dẫn nạp nhìn từ phía đường truyền Y có giá trị Yo+jB, và dây chêm cần có thành phần điện nạp -jB để đảm bảo điều kiện phối hợp Đối với dây chêm nối tiếp, khoảng cách d được xác định sao cho thành phần trở kháng nhìn từ phía đường truyền Z có giá trị Zo+jB, và dây chêm phải có thành phần dẫn nạp -jX để thỏa mãn điều kiện phối hợp.
Hình 2.11: Phối hợp trở kháng dùng dây chêm đơn
Phối hợp trở kháng dây chêm mắc song song :
Sử dụng một đoạn dây truyền sóng phụ mắc song song với đường truyền sóng chính tại vị trí cách tải đầu cuối một khoảng d Dây chêm có thể là hở mạch hoặc ngắn mạch đầu cuối, với trở kháng đặc trưng tương tự như đường dây chính Trở kháng vào của dây chêm sẽ là thuần kháng (jX).
Để thuận tiện cho việc tính toán trong mạch dây chêm mắc song song, chúng ta chuyển đổi các giá trị trở kháng (Z) thành dẫn nạp (Y) và sử dụng đồ thị Smith chuẩn hóa theo Yo=1/Zo Cần xác định vị trí dây chêm (khoảng d) và độ dài của dây nhánh để dẫn nạp A-A có giá trị bằng Yo Vị trí dây chêm phải được chọn sao cho dẫn nạp (chuẩn hóa) từ điểm đó về tải qua đoạn dây truyền sóng d có giá trị bằng 1+jb Giá trị ib này sẽ bị triệt tiêu bởi giá trị dẫn nạp của dây chêm Đoạn dây chêm mắc song song có chiều dài l được lựa chọn sao cho dẫn nạp đạt được giá trị =-jb, từ đó tạo ra dẫn nạp tổng cộng A-A.
= =1+jb-jb=1 (2.47) Trước hết chuẩn hóa theo
Trên đồ thị Smith, điểm C là điểm đối xứng của điểm biểu diễn qua tâm đồ thị Để tiếp tục, ta lập đường tròn đẳng hệ số phản xạ với tâm tại gốc tọa độ và đi qua điểm C Khi di chuyển điểm C theo chiều kim đồng hồ trên vòng tròn đẳng Γ đến giao điểm với vòng tròn g=1, ta xác định được hai nhiệm vụ ứng với độ dài cung CD, với điểm D có dẫn nạp = 1 + jb Để loại bỏ phần ảo, ta sử dụng dây chêm song song có dẫn nạp vào bằng –jb Tùy thuộc vào trường hợp đoạn dây hở mạch hay ngắn mạch, ta sẽ di chuyển điểm dẫn nạp tương ứng đến điểm có dẫn nạp bằng –jb để tìm chiều dài l của dây chêm.
Hình 2.12: Biểu diễn giản đồ Smith phối hợp trở kháng dây chêm song song Phối hợp trở kháng dây chêm mắc nối tiếp :
Sử dụng một đoạn dây truyền sóng phụ mắc nối tiếp với đường truyền sóng chính tại vị trí cách tải đầu cuối một khoảng d Dây chêm có thể hở mạch hoặc ngắn mạch đầu cuối và có trở kháng đặc trưng giống như đường dây chính Trở kháng vào của dây chêm sẽ là thuần kháng (iX) Trong trường hợp dây chêm mắc nối tiếp, chúng ta cần tính toán trên đại lượng trở kháng và sử dụng giản đồ Smith chuẩn hóa theo Zo Đầu tiên, di chuyển điểm biểu diễn đến điểm = 1 + jx, nghĩa là đường đẳng r = 1, từ đó tìm được giá trị của d Đoạn dây chêm mắc nối tiếp có trở kháng sẽ triệt tiêu jx để đưa điểm về tâm Smith, nghĩa là mạch được phối hợp trở kháng.
Điểm C biểu diễn trở kháng chuẩn hóa của tải trên đường tròn đẳng Γ, từ đó có hai giao điểm tương ứng với hai giá trị của d Khi xem xét điểm D với trở kháng zD=1+jb, trở kháng của dây nhánh bên phải là -jb để triệt tiêu phần ảo tại điểm D Tùy thuộc vào việc dây nhánh là hở mạch hay ngắn mạch, giá trị l được xác định bằng cách di chuyển điểm biểu diễn trở kháng hở mạch (hoặc ngắn mạch) về điểm trở kháng –jb theo chiều kim đồng hồ.
Hình 2.13: Biểu diễn giản đồ Smith phối hợp trở kháng dây chêm nối tiếp
2.4.3 Phối hợp trở kháng dùng 1/4 bước sóng
NGHIÊN CỨU THIẾT KẾ CHẾ TẠO TUYẾN THU BĂNG S
Nghiên cứu thiết kế chế tạo bộ khuếch đại tạp âm thấp
- Yêu cầu: Thiết kế bộ khuếch đại tạp âm thấp dùng cho băng S có hệ số khuếch đại lớn hơn 10dBm ở tần số 2.5 GHz
3.1.1 Công cụ mô phỏng và tính toán
Hiện nay, có nhiều phần mềm hỗ trợ thiết kế và mô phỏng mạch điện Bài viết này sử dụng phần mềm Advanced Design System (ADS), nổi bật với giao diện thân thiện, tính linh hoạt cao và khả năng tính toán, thiết kế mô phỏng dễ dàng.
Transistor cao tần SPF-3043, được chế tạo bởi công ty Stanford Microdevices, sử dụng công nghệ 0,25 m pHEMT Gallium Arsenide FET Với phân cực lý tưởng 3V và 20mA, transistor này đạt tạp âm thấp nhất khi sử dụng pin Khi phân cực ở 5V, chip hoạt động với OIP3 đạt 32dBm SPF-3043 cung cấp dải tần hoạt động rộng và hệ số khuếch đại lớn, rất phù hợp cho việc thiết kế và chế tạo các bộ khuếch đại tạp âm thấp.
Dải tần hoạt động lên đến 10 GHz
Hệ số tạp âm thấp (NF): 0.5 dB @ 2GHz
Hệ số khuếch đại cao: 20 dB @ 2GHz
Dòng thấp +32 dBm OIP3(5V,40mA) +20 dBm P1dB(5V,40mA)
Sử dụng pHEMT có tính năng cao, giá thành thấp
Cấu trúc chân và chức năng các chân của transistor SPF 3043:
Hình 3.2: Sơ đồ cấu trúc chân transistor SPF-3043 Bảng 2: Bảng mô tả chức năng chân transistor SPF-3043
Hình 3.3 : Hệ số khuếch đại của transistor SPF-3043 Các tham số S-parameter của transistor SPF-3043
Bảng 3: Bảng tham số S-parameter của transistor SPF-3043
Ta có tham số S-Prameter ở tần số 2.5GHz là:
Hình 3.4:Giản đồ smith của transistor SPF-3043
3.1.3 Thiết kế mạch phối hợp trở kháng
Ta có công thức tính phối hợp trở kháng đầu vào và đầu ra dựa trên các thông số và :
Từ các tham số S_Parameter và công thức trên hoặc dựa và giản đồ Smith ta tính đƣợc hệ số và là:
Bài toán trở về thiết kế mạch phối hợp trở kháng cho và với trở kháng nguồn và trở kháng tải
Hình 3.5: Sơ đồ của mạch phối hợp trở kháng
Có nhiều phương pháp phối hợp trở kháng như phần tử tập trung, dây chờm nối tiếp, dây chờm song song và đoạn ẳ bước súng Trong bài viết này, tôi chọn phương pháp phối hợp trở kháng dây chêm song song vì nó dễ thiết kế và mang lại sự ổn định chính xác cho công nghệ mạch dải.
Và trong bài tôi có sử dụng phần mềm tính toán phối hợp trở kháng tại trang web: amonogawa.com để thiết kế
Sử dụng công cụ Linecalc của ADS để tính toán các tham số mạch dải, bao gồm việc nhập các tham số vào phần SubStrate Parameter và tần số hoạt động vào Component Parameter Chiều dài đoạn dây chêm được chuyển đổi từ λ sang độ để đưa vào thông số điện E_Eff, từ đó tính toán được các giá trị W và L của đoạn mạch.
Thiết kế phối hợp trở kháng lối vào
Ta có = 22,7 – j*70,35 ohm Sử dụng phần mềm online amanogawa.com để tính toán giá trị d và l :
Hình 3.6 : Nạp giá trị và xác định vị trí của trên giản đồ Smith
Hình 3.7 : Mô tả mạch phối hợp trở kháng dây chêm song song ta thấy vòng tròn cắt g=1 tại hai điểm đó là hai nghiệm của bài toán
Hình 3.8: Kết quả của bài toán phối hợp trở kháng Giá trị d=0,21474 λ l=0,18317λ
Ta sử dụng công cụ LineCalc để tính giá trị độ dài dây chêm và khoảng cách từ dây chêm nhìn về tải : với độ dài dây chêm l=0,18317λ =>lf˚
Hình 3.9 :Tính toán tham số mạch dải của dây chêm phối hợp trở kháng lối vào Khoảng cách của dây chêm đến tải d=0,21474 λ=>d= 77.3˚
Hình 3.10 :Tính toán tham số mạch dải từ dây chêm đến tải
Hình 3.11: Phối hợp trở kháng lối vào của mạch LNA
Hình 3.12: Kết quả mô phỏng tham số S(1,1) và S(2,1) theo tần số
Thiết kế phối hợp trở kháng lối ra
Ta có ,6 – j*65,05 ohm tương tự như phần tính toán của mạch phối hợp trở kháng lối vào:
Hình 3.13: Vị trí của trên giản đồ Smith
Hình 3.14: Hình mô tả hai nghiệm của bài toán
Hình 3.15: Kết quả của bài toán phối hợp trở kháng với lối ra
Ta sử dụng công cụ LineCalc để tính giá trị độ dài dây chêm và khoảng cách từ dây chêm nhìn về tải : với độ dài dây chêm l=0,13486λ =>lH.54˚
Hình 3.16:Tính toán tham số mạch dải của dây chêm Khoảng cách của dây chêm đến tải d=0.28227λ =>d= 101.6˚
Hình 3.17 :Tính toán tham số mạch dải từ dây chêm đến tải
Hình 3.18: Mạch phối hợp trở kháng lối ra LNA
Hình 3.19: Kết quả mô phỏng tham số S(2,2) và Tham số S(2,1) theo tần số
Thiết kế mạch phối hợp trở kháng LNA
Sau khi hoàn thành thiết kế từng phần phối hợp trở kháng vào ra của transistor SPF-3043, chúng ta tiến hành ghép nối các phần lại với nhau thông qua transistor SPF-3043, sử dụng file tham số S_Parameter File.S2P, nhằm hoàn thiện mô phỏng mạch phối hợp trở kháng LNA.
Mạch thiết kế gồm 2 nhánh lối vào, lối ra đối với việc cấp nguồn cho hai nhánh ta sử dụng đoạn dây lamda/4 có trở kháng PΩ (W=3.07263mm ; L.5226mm)
Hình 3.20: Mạch phối hợp trở kháng LNA
Hình 3.21: Kết quả mô phỏng của mạch phối hợp trở kháng
Kết quả mô phỏng cho thấy hệ số khuếch đại S(2,1) đạt khoảng 25 dB, phù hợp với độ lợi của transistor SPF-3043 Dựa trên kết quả này, chúng ta sẽ tiến hành thiết kế layout cho mạch.
Sau khi chúng ta mô phỏng có ra tham số tốt chúng ta tiến hành thiết kế layout cho mạch để hoàn thành sản phẩm thực tế
Hình 3.22: Layout mạch khuếch đại tạp âm thấp SPF-3043
Xây dựng bộ trộn tần
Để xây dựng bộ trộn tần với mục đích biến đổi tần số từ cao tần 2.5 GHz xuống trung tần 50MHz ta sử dụng IC LT-5527
Bộ trộn LT-5527, được đăng ký bởi tập đoàn công nghệ Linear, tối ưu hóa cho độ tuyến tính cao và phạm vi hoạt động rộng, phù hợp cho ứng dụng chuyển đổi tần xuống IC này bao gồm bộ khuếch đại dòng, bộ khuếch đại tín hiệu giới hạn và bộ trộn tần cân bằng, với băng thông rộng và biến đổi tích hợp phối hợp trở kháng trên các đầu vào RF và LO Đầu ra IF cho phép kết nối với các bộ lọc IF và bộ khuếch đại trung tần, đồng thời dễ dàng kết hợp với đầu ra 50Ω, có hoặc không có biến áp bên ngoài Đầu vào RF được phối hợp trở kháng 50Ω từ 1,7 GHz đến 3GHz, trong khi đầu vào LO có trở kháng 50Ω từ 1,2 GHz đến 5GHz, với dải tần số của cả hai cổng có thể dễ dàng mở rộng Đầu ra IF kết nối một phần và có thể sử dụng cho tần số lên đến 600MHz.
Mức độ tích hợp cao của LT5527 giảm thiểu chi phí , diện tích mạch dễ dàng sử dụng trong nhiều hệ thống. Đặc tính của LT-5527:
Phối hợp trở kháng 50 Ω ở lôí vào (LO và RF)
Dải tần số rộng : 400MHz-3.7GHz Đầu vào IP3 cao: 23.5dB ở 1900MHz
Hệ số chuyển đổi Gain: 3.2 dB ở 900MHz
2.3 dB ở 1900 MHz Tích hợp với bộ đệm LO: kết nối với bộ dao động LO Cổng LO-RF và LO-IF độc lập
Hệ số tạp âm thấp:12.5dB ở 1900MHz Dải điện áp hoạt động :từ 4.5V-5.25 V
Hình 3.23:Sơ đồ nguyên lý LT-5527
NC (Pins 1, 2, 4, 8, 13, 14, 16): Không kết nối nội bộ Các chân này nên đƣợc nối đất trên bảng mạch để cải thiện tính độc lập LO-RF và LO-IF
Pin 3 (RF) là đầu vào đơn cho tín hiệu RF, được kết nối nội bộ với mặt chính của máy biến áp đầu vào RF và có điện trở DC thấp với mặt đất Để ngăn chặn nguồn RF không bị chặn DC, cần sử dụng tụ điện chặn hàng loạt Ngõ vào RF hỗ trợ tần số từ 1,7 GHz đến 3 GHz, và có thể thao tác xuống đến 400 MHz hoặc lên đến 3700 MHz với sự kết hợp bên ngoài đơn giản.
Pin 5, hay còn gọi là pin điều khiển, hoạt động khi điện áp đầu vào vượt quá 3V, kích hoạt các mạch tại Pin 6, 7, 10 và 11 Nếu điện áp đầu vào giảm xuống dưới 0.3V, tất cả các mạch sẽ bị vô hiệu hóa Dòng điện đầu vào điển hình là 50μA khi EN = 5V và 0μA khi EN = 0V Cần lưu ý rằng điện áp tại pin EN không được vượt quá VCC + 0.3V, ngay cả trong quá trình khởi động.
Pin VCC2 (Pin 6) cung cấp điện cho mạch khuếch đại với mức tiêu thụ tiêu biểu là 2,8mA Pin này cần được kết nối bên ngoài với chân VCC1 và phải tách rời với tụ điện 1000pF và 1μF.
Pin VCC1 (Pin 7) là nguồn cung cấp cho Mạch đệm LO, với mức tiêu thụ điển hình hiện nay là 23.2mA Pin này cần được kết nối bên ngoài với chân VCC2 và phải được tách rời khỏi tụ điện 1000pF và 1μF.
Chân GND (Pins 9, 12) được kết nối nội bộ với mặt sau để nâng cao tính độc lập và nên được kết nối với đất RF trên bảng mạch Tuy nhiên, các chân này không được thiết kế để thay thế các nền tảng chính thông qua các liên lạc phía sau.
Các chân IF (Pins 10, 11) cung cấp các đầu ra tín hiệu IF khác nhau Để phù hợp với đầu ra, có thể cần thực hiện một sự chuyển đổi trở kháng Các chân này cần được kết nối với VCC thông qua cảm ứng phù hợp, RF chokes hoặc một trung tâm biến áp.
Pin 15 (LO) là đầu vào cho tín hiệu dao động nội bộ, được kết nối với phía chính của máy biến áp LO và được chặn bên trong DC Mặc dù không bắt buộc, một tụ điện chặn bên ngoài có thể được sử dụng Đầu vào LO được kết hợp nội bộ từ 1,2 GHz đến 5 GHz, và có thể hoạt động xuống đến 380 MHz với sự kết hợp bên ngoài.
PAD (Pin 17): Quay trở lại toàn bộ vi mạch
Kết nối của LT-5527 cho phép đầu vào RF hoạt động trong dải tần từ 1.7 GHz đến 3 GHz, và khi thêm tụ C5 cùng với trở kháng ZP Ω, dải tần có thể mở rộng từ 400 MHz đến 3.7 GHz Đầu vào LO có thể kết nối từ 1.2 GHz đến 5 GHz, nhưng tần số tối đa hữu ích bị giới hạn ở 3.5 GHz do các bộ khuếch đại nội bộ Ngoài ra, tần số đầu vào có thể được dịch chuyển xuống dưới 380 MHz khi kết hợp với tụ điện shunt đơn C4 và cuộn cảm L4 gần pin 15.
Chúng tôi đã xây dựng một bộ trộn tần số sử dụng IC LT-5527 để chuyển đổi tín hiệu từ tần số cao xuống tần số trung Khi đầu vào RF là 2.5 GHz và đầu vào từ bộ dao động LO là 2.45 GHz, tín hiệu đầu ra IF sẽ có tần số là 50 MHz.
Hình 3.25: Sơ đồ tuyến thu đổi tần băng S sử dụng LT-5527.
Thực nghiệm và kết quả
3.3.1 Kết quả chế tạo mạch LNA
Sau khi hoàn thiện thiết kế layout, bước tiếp theo là lắp ráp mạch thực tế Trong quá trình này, cần lắp một điện trở lớn RV00 Ω ở đầu vào để đảm bảo cường độ dòng vào transistor luôn ở mức an toàn Bên cạnh đó, việc thêm các tụ điện vào mạch giúp giảm thiểu nhiễu dòng, bảo vệ transistor khỏi hư hỏng.
Ta đƣợc mạch khuếch đại tạp âm thấp LNA 5 5.5mm
Hình 3.26: Mạch khuếch đại tạp âm thấp LNA SPF- 3043
Hình 3.27: Kết nối mạch với hệ thống máy phân tích phổ
Kết nối mạch khuếch đại LNA với hệ thống yêu cầu cung cấp điện áp âm 3.0 V và dương 5.73 V, với dòng điện qua mạch là 0.4 mA Đầu vào được kết nối với máy phát tần số 2.5GHz, và khuếch đại đầu ra sẽ được đo trên máy phân tích phổ.
Hình 3.28: Kết quả đo bộ khuếch đại công suất trên máy phân tích phổ
Bộ khuếch đại tạp âm thấp LNA hoạt động hiệu quả với tần số 2,5GHz, cho mức khuếch đại khoảng 9dB trong điều kiện suy hao dây 3.5dB Khi không có suy hao, mạch khuếch đại đạt 12.5dB Sản phẩm này có tiềm năng ứng dụng trong các tuyến thu siêu cao tần.
3.3.2 Kết quả bộ trộn tần số
Dưới đây là bộ trộn tần số đã được xây dựng dưạ trên IC –LT5527 được tích hợp với bộ dao động tại chỗ VCO
Hình 3.29: Bộ trộn tần tích hợp với bộ dao động tại chỗ theo kiểu VCO
Hình 3.30: Kết nối hệ thống đo phổ tần số
Hình 3.31: Kết quả của bộ trộn tần số
Khi tần số lối vào của bộ trộn tần đạt 2,5 GHz, bộ trộn tần thực hiện việc chuyển đổi tần số từ cao tần về chung tần Tần số lối ra của bộ trộn tần được xác định từ quá trình này.
3.3.3 Kết quả tuyến thu siêu cao tần
Ta kết nối bộ khuếch đại tạp âm thấp LNA với bộ trộn tần số hình thành tuyến thu đổi tần băng S
Hình 3.32:Tuyến thu đổi tần băng S
Hình 3.33: Kết nối hệ thống đo kết quả
Hình 3.34:Kết quả máy đo phân tích phổ
Kết quả cho thấy chuyển đổi tần số từ cao tần xuống trung tần
Hệ số chuyển đổi khi ghép nối bộ khuếch đại tạp âm thấp LNA với bộ trộn tần là ~ 18dB tại tần số phát lối vào là 2.5 GHz
Ta tiến hành đo băng thông của tuyến thu ở các vị trí -3 dB ta đo đƣợc fmax và fmin
=2.548 GHz Băng thông mạch = - cMHz
Băng thông rộng 63MHz cho phép truyền và điều chế các tín hiệu phức tạp trong băng tần S
Hiện nay kênh tần số thông tin vô tuyến 30-40 MHz kết quả thu được tương đối khả quan cho việc xây dựng một tuyến thu băng S hoàn chỉnh.