(LUẬN VĂN THẠC SĨ) Nghiên cứu, thiết kế chế tạo máy phát radar tầm thấp dải sóng DM theo nguyên lý cộng công suất trong máy Luận văn ThS Kỹ thuật điện tử viễn thông 60 52 70

LÝ THUYẾT KỸ THUẬT SIÊU CAO TẦN

Tổng quan về kỹ thuật radar

Hình 1.1 Phân loại radar theo chất lượng và kỹ thuật

Các hệ thống radar được phân loại dựa trên chất lượng và kỹ thuật, tùy thuộc vào thông tin yêu cầu Hình 1.1 minh họa sự phân loại này theo tiêu chí đã nêu.

Radar ghi hình ảnh / Radar không ghi hình ảnh:

Radar ghi hình ảnh tạo ra bức ảnh của đối tượng hoặc khu vực quan sát, được sử dụng để chụp ảnh Trái đất, hành tinh, thiên thạch và phân loại mục tiêu cho các hệ thống quân sự Trong khi đó, radar không ghi hình ảnh thường được ứng dụng để đo tốc độ và độ cao, với các thiết bị như máy đo tán xạ (scatterometers) nhằm đo lường đặc điểm tán xạ của đối tượng hoặc khu vực quan sát.

Radar sơ cấp: Radar sơ cấp phát đi các tín hiệu cao tần và thu về xử lí các tín hiệu phản xạ từ mục tiêu

Radar thứ cấp: Trong các hệ radar này, máy bay có hệ thống đáp phát

(transponder - transmitting responder) Khối đáp phát này sẽ tự động trả lời sự dò hỏi bằng cách phát đi mã trả lời

Radar xung phát đi tín hiệu xung năng lượng cao và sau mỗi tín hiệu, có khoảng thời gian nghỉ để nhận tín hiệu phản xạ Thông qua vị trí của ăng-ten và thời gian truyền tín hiệu, radar có thể xác định hướng, khoảng cách, và độ cao so với mặt nước biển của mục tiêu.

Radar liên tục: phát đi tín hiệu cao tần một cách liên tục Tín hiệu vọng được nhận và xử lí trên các trạm thu tách biệt trạm phát

Radar liên tục không điều chế phát tín hiệu với biên độ và tần số không thay đổi, chủ yếu được sử dụng để đo tốc độ, tìm kiếm, giám sát vận tốc mục tiêu và điều khiển tên lửa, nhưng không đo khoảng cách, như trong trường hợp súng bắn tốc độ của cảnh sát Thiết bị hiện đại hơn, Lidar, hoạt động trong dải tần laze và có khả năng đo nhiều thông số hơn, không chỉ giới hạn ở tốc độ.

Radar liên tục có điều chế là loại radar sử dụng tín hiệu điều tần để đo cự li Nó thường được áp dụng trong các phép đo liên tục, chẳng hạn như đo độ cao của máy bay so với mực nước biển hoặc trong ứng dụng radar khí tượng.

Radar địa tĩnh (Bistatic radar) là hệ thống radar hoạt động dựa trên hai điểm cách xa nhau Tín hiệu được truyền từ một điểm đến một vệ tinh trên cao, sau đó tín hiệu phản hồi từ vệ tinh sẽ trở lại và được nhận tại điểm còn lại trên mặt đất.

Radar xung sử dụng chuỗi các xung có điều chế Trong phân loại này, có một phân chia nhỏ hơn theo tần số lặp lại xung (Pulse Repetition Frequency -

Radar PRF (Pulse Repetition Frequency) có thể được phân loại thành radar tần số lặp lại xung thấp, trung bình hoặc cao Radar PRF thấp chủ yếu được sử dụng để xác định cự ly mà không chú trọng đến vận tốc mục tiêu, trong khi radar PRF cao chuyên dụng cho việc xác định vận tốc của đối tượng Ngoài ra, radar sóng liên tục và radar xung cũng có khả năng đo cả cự ly và vận tốc, tùy thuộc vào các kỹ thuật điều chế được áp dụng.

Bảng 1.1 phân loại radar dựa trên tần số hoạt động, cho thấy rằng mỗi băng tần có nguyên tắc hoạt động riêng và ứng dụng đặc trưng khác nhau.

Bảng 1.1: Các băng tần số của radar

Kí hiệu Tần số (GHz)

Băng L 1,0 – 2,0 Băng S 2,0 – 4,0 Băng C 4,0 – 8,0 Băng X 8,0 - 12,5 Băng Ku 12,5 - 18,0 Băng K 18,0 - 26,5 Băng Ka 26,5 - 40,0 MMW > 34,0

Cấu trúc xây dựng máy phát bao gồm việc chế tạo các modul khuếch đại công suất lớn và tổ hợp chúng để tạo ra công suất đầu ra tổng cộng Lý thuyết siêu cao tần đóng vai trò nền tảng trong việc giải quyết các vấn đề liên quan.

1.2 Giới thiệu chung về kỹ thuật siêu cao tần [1],[2],[4],[5]

Sóng siêu cao tần có khả năng xuyên thấu mạnh mẽ, cho phép chúng có phạm vi phủ sóng rộng lớn Nhờ vào việc không bị tầng điện ly hấp thụ, sóng này trở thành phương tiện hữu ích cho việc liên lạc giữa vũ trụ và Trái Đất.

- Sóng siêu cao tần có tính định hướng cao khi bức xạ từ những vật có kích thước lớn hơn so với bước sóng

Sóng siêu cao tần cung cấp một dải tần số rộng, cho phép sử dụng nhiều kênh truyền khác nhau, từ đó đáp ứng hiệu quả nhu cầu ngày càng tăng về lưu lượng thông tin.

Sóng siêu cao tần ngày càng được ứng dụng rộng rãi trong lĩnh vực thông tin liên lạc không dây nhờ vào nhiều ưu điểm trong việc truyền sóng.

Thuật ngữ "viba" hay sóng siêu cao tần (microwaves) đề cập đến các sóng điện từ có bước sóng ngắn, tương ứng với tần số rất cao trong phổ tần số vô tuyến.

Phạm vi tần số không có quy định thống nhất toàn cầu, với giới hạn trên thường được coi là 300 GHz (tương ứng với bước sóng 1 mm) Giới hạn dưới lại khác nhau tùy theo quy ước của từng quốc gia; một số nước xác định "sóng cực ngắn" là sóng có tần số cao hơn 30 MHz (bước sóng ≤ 10m), trong khi những nước khác định nghĩa "viba" là sóng có tần số cao hơn 300 MHz (bước sóng ≤ 1m).

Với sự tiến bộ nhanh chóng trong công nghệ và những thành tựu trong việc khai thác các băng tần cao của phổ tần số vô tuyến, khái niệm về phạm vi dải tần của kỹ thuật viba đang có thể thay đổi Hình 1.2 minh họa rõ ràng phổ tần số của sóng điện từ và phạm vi dải tần của kỹ thuật viba.

Hình 1 2 Phổ tần số của sóng điện từ

Trong ứng dụng thực tế, dải tần của vi ba còn được chia thành các băng tần nhỏ hơn như

- UHF (Ultra High Frequency): f = 300 MHz ÷ 3 GHz

- SHF (Super High Frequency): f = 3 ÷ 30 GHz

- EHF (Extremely High Frequency): f = 30 ÷ 300 GHz Ưu việt của dải tần viba và ứng dụng của kỹ thuật viba trong thực tiễn

Lý thuyết đường truyền

Hình 1 3 Dây dẫn song song và Mô hình tương đương

Nhìn chung, các đường truyền đều có dạng một cặp dây dẫn song song để tín hiệu điện áp truyền qua

Trước hết, chúng ta khảo sát một đường truyền gồm một cặp dây dẫn song song như hình vẽ Hai dây dẫn này được mô hình hoá bằng:

- Điện dung song song tính theo chiều dài đơn vị của dây dẫn C [ F/m]

- Điện dẫn song song tính theo đơn vị dài [S/m]

Một dòng điện chạy dọc theo chiều dài dây dẫn sẽ tạo ra một dòng điện cảm ứng ngược chiều trong dây dẫn Đồng thời, các dây dẫn cũng sẽ có một điện trở hữu hạn nối tiếp.

- Điện cảm nối tiếp tính theo chiều dài đơn vị [ H/m]

- Điện trở nối tiếp tính theo chiều dài đơn vị [ /m]

Một đoạn ngắn ∆z của đường truyền được biểu diễn trên sơ đồ tương đương như hình 1.3 Điện áp và dòng điện là các hàm của thời gian

Phương trình truyền sóng trên đường dây được xác định như sau:

I ,  1       2      Trong đó, α và β được xác định như sau

Một số đại lượng của đương truyền mà chúng ta cần quan tâm

- Trở kháng đặc trưng Z 0 được xác định bởi

Nếu đường truyền không tổn hao thì ta có

L v g L Đối với dây dẫn không tổn hao ta có    LC do đó v LC v LC g 1

Ta xét một dây dẫn với trở kháng đặc trưng Z 0 , hệ số truyền  và được giới hạn bởi trở kháng tải Z t như hình 1.4

Hình 1 4 Dây dẫn với trở kháng đặc trưng Z 0 , hệ số truyền  và được giới hạn bởi trở kháng tải Z t

Hệ số phản xạ  L tại tải Z L được xác định như sau :

Hệ số phản xạ trên đường truyền tại điểm vị trí z = -l :

Hệ số sóng đứng trên đường truyền:

1 Tất cả các giá trị trở kháng trên biểu đồ Smith đều là trở kháng chuẩn hoá theo một điện trở chuẩn định trước, thường là trở kháng đặc trưng R 0 của đường dây không tổn hao

2 Biểu đồ Smith nằm trong phạm vi của vòng tròn đơn vị vì hệ số phản xạ  có modun nhỏ hơn hoặc bằng 1

3 Các đường đẳng r là họ các vòng tròn có tâm nằm trên trục hoành của biểu đồ và luôn đi qua điểm có  r =1 Giá trị r của mỗi vòng tròn đẳng r được ghi dọc theo trục hoành, từ 0 (điểm bên trái ứng với giá trị r = 0, điểm bên phải ứng với giá trị r = )

4 Các đường đẳng x là họ các vòng tròn có tâm nằm trên trục vuông góc với trục hoành tại  r =1 Có hai nhóm đường tròn đẳng x:

- Nhóm các đường đẳng x với x > 0 (cảm kháng) là các đường nằm ở phía trên của trục hoành Giá trị x tăng dần từ 0 đến  và được ghi trên mỗi đường

- Nhóm các đường đẳng x với x < 0 (dung kháng) là các đường nằm ở phía dưới của trục hoành Giá trị x giảm dần từ 0 đến -  và được ghi trên mỗi đường

5 Các đường đẳng r và các đường đẳng x là họ các đường tròn trực giao với nhau Giao điểm của một đường đẳng r và một đường đẳng x bất kỳ sẽ biểu thị cho một trở kháng z = r+ix, đồng thời cũng biểu thị cho hệ số phản xạ tại điểm có trở kháng z

6 Tâm điểm của biểu đồ Smith là giao điểm của đường đẳng r = 1 và đường đẳng x = 0 (nằm trên trục hoành), do đó điểm này đại biểu cho trở kháng thuần trở z = 1 (nghĩa là Z = R 0 ) Đây là điểm tượng trưng cho điện trở chuẩn R 0 , cho phép thực hiện phối hợp trở kháng trên đường dây Thật vậy, đây chính là điểm có hệ số phản xạ  = 0 và hệ số sóng đứng S = 1

7 Điểm tận cùng bên trái của trục hoành là giao điểm của đường đẳng r=0 và đường đẳng x=0, do đó biểu thị cho trở kháng z = 0 (tức Z = 0), nghĩa là ứng với trường hợp ngắn mạch Tại đây ta có hệ số phản xạ  = -1

8 Điểm tận cùng bên phải của trục hoành là điểm đặc biệt mà tất cả các đường đẳng r và đẳng x đều đi qua Tại đây ta có r=, x=, do đó z= (tức Z=), nghĩa là ứng với trường hợp hở mạch Tại đây ta có hệ số phản xạ  = 1

9 Hệ số phản xạ tại vị trí l trên đường truyền có thể được xác định khi biết hệ số phản xạ  tại vị trí tải, dựa vào công thức:   e i l

   l   e  2 i  l Biểu đồ Smith cho phép thực hiện phép tính này khi quay vectơ  trên đồ thị một góc quay ứng với một độ dịch chuyển bằng 2l, trong đó

Góc quay này có thể xác định theo độ (từ -180 0 đến 180 0 ), hoặc theo số bước sóng (từ 0 đến 0,5  cho mỗi vòng quay)

Theo quy định của biểu đồ Smith:

- Chiều quay từ tải hướng về nguồn là thuận chiều kim đồng hồ

- Chiều quay từ nguồn hướng về tải là ngược chiều kim đồng hồ

Trên mỗi chiều quay, có một vòng đánh số theo độ và một vòng đánh số theo số bước sóng để tiện sử dụng

10 Khi vẽ đường tròn đẳng S trên biểu đồ Smith thì đường tròn này sẽ cắt trục hoành tại 2 điểm Giao điểm nằm phía bên phải của tâm biểu đồ biểu thị cho vị trí trên đường dây có z= r max +i0, với r max =S Đây chính là điểm bụng của sóng đứng Ngược lại, giao điểm nằm phái trái của tâm biểu đồ biểu thị cho vị trí trên đường dây có z=r min +i0, với r min =1/S Đây chính là điểm nút của sóng đứng (hình 1.6) Trên biểu đồ Smith cũng nhận thấy ngay khoảng cách giữa bụng sóng và nút sóng bằng 0,25 

Hình 1 6 Biểu diễn điểm bụng và điểm nút của sóng đứng trên biểu đồ Smith

1.5 Các phương pháp phối hợp trở kháng

Sơ đồ phối hợp trở kháng cơ bản, như mô tả trong hình 1.7, sử dụng một mạch phối hợp giữa tải và đường truyền dẫn sóng Mạch phối hợp này thường là mạch không tổn hao, nhằm tránh giảm công suất, và được thiết kế để trở kháng vào nhìn từ đường truyền tương đương với trở kháng sóng Z o của đường truyền.

Hình 1 7 Sơ đồ phối hợp trở kháng cơ bản

Mạch phối hợp trở kháng là phần quan trọng của một mạch siêu cao tần vì những lý do sau:

Khi nguồn và tải được phối hợp trở kháng với đường truyền, năng lượng tối đa từ nguồn sẽ được truyền đến tải, đồng thời năng lượng tổn hao trên đường truyền sẽ ở mức tối thiểu.

Phối hợp trở kháng là yếu tố quan trọng giúp nâng cao tỷ số tín hiệu/tạp nhiễu trong các hệ thống sử dụng các phần tử nhạy cảm như anten và bộ khuếch đại tạp âm thấp.

Đối với mạng phân phối công suất siêu cao tần, việc phối hợp trở kháng là rất quan trọng để giảm thiểu sai số về biên độ và pha trong quá trình phân chia công suất cho dàn anten gồm nhiều phân tử.

Sau đây chúng ta đề cập đến các phương pháp phối hợp trở kháng cơ bản:

1.5.1 Phối hợp trở kháng dùng các phần tử tập trung: Đây là mạch phối hợp đơn giản nhất gồm hai phần tử điện kháng mắc thành hình chữ L được gọi là mạch hình L, có sơ đồ như vẽ ở hình 1.8 Giả thiết đường truyền dẫn không tổn hao (hay tổn hao thấp), có nghĩa Z 0 là đại lượng thuần trở

Hình 1 8 Sơ đồ phối hợp trở kháng dùng phần tử tập trung

Nếu trở kháng đặc trưng của tải \( z_L = \frac{Z_L}{Z_0} \) nằm trong đường tròn \( 1+jx \) trên đồ thị Smith, chúng ta áp dụng sơ đồ 1.8a Ngược lại, khi \( z_L \) nằm ngoài đường tròn \( 1+jx \), sơ đồ 1.8b thường được sử dụng.

1.5.2 Phối hợp trở kháng dùng một dây nhánh:

Phối hợp trở kháng bằng dây nhánh là phương pháp phổ biến nhờ tính đơn giản và dễ dàng điều chỉnh Phương pháp này cho phép mắc dây nhánh vào đường truyền theo sơ đồ song song hoặc nối tiếp với đoạn dây hở mạch hoặc ngắn mạch, như thể hiện trong Hình 1.9.

Hình 1 9 Phối hợp trở kháng bằng các đoạn dây nhánh

1.5.3 Phối hợp dùng 2 dây nhánh:

Các phương pháp phối hợp trở kháng

Sơ đồ phối hợp trở kháng cơ bản, như mô tả trong hình 1.7, bao gồm một mạch phối hợp giữa tải và đường truyền dẫn sóng Mạch này thường không tổn hao để bảo toàn công suất và được thiết kế để trở kháng vào từ đường truyền tương đương với trở kháng sóng Z o của đường truyền.

Hình 1 7 Sơ đồ phối hợp trở kháng cơ bản

Mạch phối hợp trở kháng là phần quan trọng của một mạch siêu cao tần vì những lý do sau:

Khi nguồn và tải được phối hợp trở kháng một cách hợp lý với đường truyền, năng lượng tối đa từ nguồn sẽ được truyền đến tải, đồng thời năng lượng hao hụt trên đường truyền sẽ giảm thiểu đến mức tối thiểu.

Phối hợp trở kháng là yếu tố quan trọng giúp nâng cao tỷ số tín hiệu trên tạp nhiễu trong các hệ thống sử dụng các thành phần nhạy cảm như anten và bộ khuếch đại tạp âm thấp.

Đối với mạng phân phối công suất siêu cao tần, như mạng tiếp điện cho dàn anten với nhiều phân tử, việc phối hợp trở kháng là rất quan trọng Điều này giúp giảm thiểu sai số về biên độ và pha trong quá trình phân chia công suất, đảm bảo hiệu suất hoạt động tối ưu cho hệ thống.

Sau đây chúng ta đề cập đến các phương pháp phối hợp trở kháng cơ bản:

1.5.1 Phối hợp trở kháng dùng các phần tử tập trung: Đây là mạch phối hợp đơn giản nhất gồm hai phần tử điện kháng mắc thành hình chữ L được gọi là mạch hình L, có sơ đồ như vẽ ở hình 1.8 Giả thiết đường truyền dẫn không tổn hao (hay tổn hao thấp), có nghĩa Z 0 là đại lượng thuần trở

Hình 1 8 Sơ đồ phối hợp trở kháng dùng phần tử tập trung

Khi trở kháng đặc trưng của tải z L = Z L / Z 0 nằm trong đường tròn 1+jx trên đồ thị Smith, chúng ta áp dụng sơ đồ 1.8a Ngược lại, nếu z L nằm ngoài đường tròn 1+jx, sơ đồ 1.8b sẽ được sử dụng.

1.5.2 Phối hợp trở kháng dùng một dây nhánh:

Phối hợp trở kháng bằng dây nhánh là một phương pháp phổ biến nhờ vào tính đơn giản và khả năng điều chỉnh dễ dàng Phương pháp này cho phép mắc dây nhánh vào đường truyền theo sơ đồ song song hoặc nối tiếp, có thể thực hiện với đoạn dây hở mạch hoặc ngắn mạch.

Hình 1 9 Phối hợp trở kháng bằng các đoạn dây nhánh

1.5.3 Phối hợp dùng 2 dây nhánh:

Phương pháp phối hợp trở kháng bằng một dây nhánh có ưu điểm đơn giản và phù hợp với nhiều trường hợp trở kháng đặc trưng của tải Tuy nhiên, nhược điểm của phương pháp này là cần một đoạn đường truyền có độ dài biến đổi giữa tải và dây nhánh Để khắc phục, trong một số trường hợp, chúng ta có thể sử dụng phương pháp phối hợp trở kháng với hai dây nhánh cách nhau một đoạn cố định, nhưng phương pháp này không áp dụng được cho tất cả các trường hợp trở kháng tải.

Sơ đồ phối hợp trở kháng với hai nhánh được minh họa trong Hình 1.10a, cho phép tải nằm cách nhánh đầu tiên một khoảng bất kỳ Tuy nhiên, thực tế thường áp dụng sơ đồ 1.10b, trong đó tải được đặt sát nhánh đầu tiên, giúp dễ thực hiện mà vẫn giữ tính tổng quát của bài toán Hai nhánh trong sơ đồ này là song song, đơn giản hơn so với các nhánh nối tiếp, mặc dù về lý thuyết, các nhánh nối tiếp cũng có thể được sử dụng để phối hợp trở kháng Các nhánh có thể ở trạng thái hở mạch hoặc ngắn mạch.

Hình 1 10 Sơ đồ phối hợp trở kháng sử dụng 2 dây nhánh song song

1.5.4 Phối hợp bằng đoạn dây lamda/4: Đoạn dây λ/4 là phương pháp đơn giản để phối hợp một trở kháng tải thực với đường truyền Một đặc điểm của đoạn dây λ/4 là chúng ta dễ dàng mở rộng phương pháp này để phối hợp cho cả một dải tần số Tuy nhiên, nhược điểm của phương pháp sử dụng đoạn dây λ/4 là chỉ sử dụng được để phối hợp cho trường hợp trở kháng tải là thực Với một trở kháng tải phức chúng ta có thể sử dụng một đoạn đường truyền hoặc dùng dây nhánh để đưa trở kháng này về trở kháng thực, sau đó dùng phương pháp đoạn dây λ/4 để phối hợp

Hình 1.11 biểu diễn sơ đồ sử dụng đoạn dây λ/4 để phối hợp giữa trở kháng tải Z L thực với đường truyền có trở kháng đặc trưng Z 0

Hình 1 11 Sơ đồ sử dụng đoạn dây λ/4

1.5.5 Phối hợp trở kháng bằng đoạn dây có chiều dài bất kỳ: Đây là trường hợp tổng quát hơn của phương pháp phối hợp bằng đoạn dây λ/4 Trong phương pháp này chúng ta dùng một dây truyền sóng có độ dài l bất kỳ mắc nối tiếp để phối hợp một trở kháng phức Z L với một đường truyền sóng có trở kháng đặc tính Z 0 (Hình 1.12)

Hình 1 12 Phối hợp trở kháng bằng đoạn dây có chiều dài bất kỳ Ở đây chúng ta cần xác định Z a và l dể có thể phối hợp Z L với Z 0

1.5.6 Phối hợp trở kháng bằng hai đoạn dây mắc nối tiếp:

Sơ đồ của mạch phối hợp trở kháng bằng hai đoạn dây mắc nối tiếp được vẽ ở Hình 1.13

Hình 1 13 Phối hợp trở kháng bằng hai đoạn dây mắc nối tiếp

Trong bài toán này, cần xác định độ dài của các đoạn dây phối hợp có trở kháng đặc tính Z0 và Za đã biết, nhằm đạt được trở kháng nhìn từ A-A về tải bằng Z0 Mục tiêu là đảm bảo không có sóng phản xạ trên đường truyền chính.

THIẾT KẾ CHẾ TẠO MÁY PHÁT RADA SÓNG DM

Mạch vòng bám pha và bộ tổ hợp tần số

Bộ tạo dao động siêu cao tần đóng vai trò quan trọng trong các hệ thống thông tin nhờ khả năng tạo ra sóng tham chiếu cho việc điều chế và giải điều chế Tính chính xác và ổn định của bộ tạo dao động là yếu tố then chốt để đảm bảo chất lượng của hệ thống.

Hiện nay, có nhiều phương pháp để tăng tính ổn định của bộ tạo dao động, trong đó nổi bật là kỹ thuật vòng bám pha PLL (Phase Locked Loop) và kỹ thuật tổng hợp số trực tiếp DDS (Direct Digital Synthesis) Kỹ thuật DDS là hệ thống hở, sử dụng máy tính số và DAC (Digital to Analog Converter) để tạo ra tín hiệu mong muốn, với ưu điểm là thời gian thiết lập tần số nhanh và độ phân giải tần số nhỏ Tuy nhiên, DDS tiêu thụ nhiều năng lượng và chỉ phù hợp với dải tần vài trăm MHz Ngược lại, kỹ thuật PLL sử dụng hệ thống hồi tiếp kín, với độ ổn định hồi tiếp là yếu tố quan trọng, nhưng thời gian thiết lập tần số chậm hơn DDS PLL tiêu thụ rất ít năng lượng và thích hợp với dải tần siêu cao từ 300MHz đến 3GHz.

2.1.2 Tổng quan về vòng bám pha (PLL)

Hệ thống tự động điều chỉnh tần số theo pha, hay còn gọi là vòng bám pha (PLL), đóng vai trò quan trọng trong việc xử lý tín hiệu tương tự và các hệ thống số Vòng bám pha được ứng dụng rộng rãi trong nhiều lĩnh vực như điều chế và giải điều chế FM, giải điều chế FSK, giải mã âm thanh, nhân tần, đồng bộ hóa xung đồng bộ, tổ hợp tần số, và máy phát điều tần.

Vòng bám pha được giới thiệu lần đầu vào những năm 1930, chủ yếu phục vụ cho việc đồng bộ quét dọc và quét ngang trong truyền hình Sự phát triển của vi mạch tích hợp đã mở rộng ứng dụng của vòng bám pha trong nhiều lĩnh vực khác nhau Đến năm 1965, các vi mạch tích hợp PLL đầu tiên được phát triển, sử dụng thiết bị tương tự Nhờ vào những tiến bộ trong sản xuất, việc sử dụng PLL ngày càng gia tăng do chi phí giảm và độ tin cậy cao Hiện nay, công nghệ cho phép tích hợp toàn bộ PLL trên một chip duy nhất.

Mạch vòng bám pha PLL cơ bản, như được thể hiện trong sơ đồ chức năng hình 2.1, bao gồm ba phần chính: bộ so sánh pha, bộ lọc thông thấp và máy phát tần số điều khiển bằng điện áp (VCO - Voltage Controlled Oscillator).

Ba khối này hợp thành một hệ thống phản hồi về tần số khép kín

Hình 2.1 Sơ đồ chức năng của mạch vòng bám pha

Khi không có tín hiệu vào PLL, điện áp V e (t) ở đầu ra của bộ so sánh pha bằng không, và điện áp V d (t) ở đầu ra của bộ lọc tần thấp cũng bằng không Bộ dao động điều khiển bằng điện áp VCO hoạt động tại tần số định f 0, được gọi là tần số dao động trung tâm Khi có tín hiệu đưa vào hệ thống PLL, bộ so pha sẽ so sánh pha và tần số của tín hiệu lối vào với pha và tần số của VCO.

V s (t) Điện áp điều khiển VCO

Điện áp sai số V e (t) phản ánh sự khác biệt về pha và tần số giữa tín hiệu đầu vào và VCO, cho thấy mối quan hệ giữa lệch pha và chênh lệch tần số Sau khi được lọc, điện áp sai số này sẽ được đưa vào lối vào điều khiển của VCO, tạo ra điện thế điều khiển cần thiết cho quá trình điều chỉnh.

V d (t) điều chỉnh tần số của VCO nhằm giảm thiểu sự khác biệt giữa tần số f 0 và tín hiệu đầu vào Khi tần số đầu vào f s tiến gần đến f 0, tính chất hồi tiếp của PLL sẽ giúp VCO đồng bộ với tín hiệu đầu vào Sau khi đồng bộ, tần số VCO sẽ bằng tần số tín hiệu đầu vào, nhưng vẫn tồn tại một độ chênh lệch pha cần thiết để tạo ra điện áp sai V e (t), chuyển đổi tần số dao động tự do của VCO thành tần số tín hiệu đầu vào f s, giữ cho PLL trong trạng thái đồng bộ Kết quả là tần số dao động của VCO có độ ổn định tương đương với độ ổn định tần số của tín hiệu so sánh pha Nếu sử dụng f s là dao động chuẩn thạch anh, độ ổn định tần số của VCO sẽ đạt được mức độ tương tự Tuy nhiên, không phải tín hiệu nào cũng có thể được VCO đồng bộ Dải tần số mà hệ thống duy trì trạng thái đồng bộ với tín hiệu đầu vào được gọi là dải giữ chập (lock range), trong khi dải tần số mà hệ thống có thể bắt chập tín hiệu đầu vào được gọi là dải bắt chập (capture range), với dải bắt chập luôn nhỏ hơn dải giữ chập.

Hoạt động của PLL có thể được mô tả qua bộ so sánh pha, hoạt động như mạch nhân và trộn tín hiệu với tín hiệu VCO Quá trình trộn này tạo ra tần số tổng và tần số hiệu f s ± f 0 Khi mạch ở trạng thái chập, hiệu tần số f s – f 0 = 0, dẫn đến việc tạo ra thành phần một chiều Bộ lọc tần số thấp sẽ loại bỏ thành phần tần số tổng f s + f 0, nhưng cho phép thành phần điện áp một chiều đi qua Thành phần một chiều này điều khiển VCO hoạt động ở trạng thái giữ chập với tín hiệu đầu vào Đặc biệt, quá trình giải chập không phụ thuộc vào dải tần số của bộ lọc tần số thấp, vì khi mạch giữ chập, thành phần hiệu tần số luôn là dòng một chiều.

2.1.2.1 Bắt chập và giữ chập

Khi mạch chưa bắt chập, bộ so pha trộn tín hiệu với tín hiệu VCO để tạo thành hai thành phần tần số Nếu thành phần hiệu nằm ngoài biên dải tần số của bộ lọc tần thấp, nó sẽ bị loại bỏ, khiến không có thông tin nào được truyền qua mạch Khi tần số tín hiệu vào gần tần số phát của VCO, thành phần hiệu giảm và tiến đến biên dải tần số của bộ lọc Lúc này, một phần tín hiệu đi qua bộ lọc tần thấp, thúc đẩy VCO chuyển đến tần số tín hiệu vào, cho phép nhiều thông tin hơn đi qua bộ lọc đến VCO Đây là cơ chế hồi tiếp dương giúp VCO bắt chập với tín hiệu vào.

2.1.2.2 Đặc trưng chuyển tần số sang điện áp

Hình 2.2 minh họa đặc trưng chuyển tần số sang điện áp của PLL, trong đó tần số tín hiệu được quét từ từ trên một dải rộng Khi tần số tín hiệu tăng dần, mạch không phản ứng cho đến khi đạt tần số ω1, tương ứng với biên dưới của vùng bắt chập, tại đó hệ bắt chập tạo ra bước nhảy điện thế Vd âm Sau đó, VCO điều chỉnh tần số với hệ số góc bằng nghịch đảo của hệ số khuếch đại lối vào (1/K0) và duy trì giá trị V0 cho đến khi tần số tín hiệu vào đạt ω2, biên trên của khoảng giữ chập Khi tần số vượt quá ω2, hệ mất bám và điện thế Vd giảm xuống V0, dẫn đến tần số dao động tự do của VCO.

Khi tần số tín hiệu được quét theo chiều giảm dần, quá trình sẽ lặp lại nhưng theo hướng ngược lại Mạch bắt chập sẽ tương ứng với tín hiệu ở ω 3, bám sát tín hiệu vào cho đến khi tần số tín hiệu vào đạt ω 4, tương ứng với biên độ của dải giữ chập.

Như vậy là dải bắt chập của hệ là (ω 1 ,ω 3 ) và dải giữ chập là của hệ (ω 2 ,ω 4 )

Do đặc trưng chuyển tần số - điện áp, PLL có tính chọn lọc với tần số trung tâm VCO, chỉ phản ứng với các tần số tín hiệu vào sai lệch so với ω 0, cụ thể là ω C hoặc ω L Trong đó, ω C được xác định là (ω 3 -ω 1 )/2 và ω L là (ω 2 -ω 4 )/2, tùy thuộc vào việc mạch có điều kiện giữ pha ban đầu hay không.

Đặc tính tuyến tính của chuyển đổi tần số sang điện áp của PLL được xác định bởi hệ số chuyển đổi của VCO Do đó, yêu cầu đối với VCO là phải có đặc tính chuyển đổi điện áp sang tần số với độ tuyến tính cao.

Hình 2.2 Đặc trưng chuyển tần số - điện áp của PLL

Hình 2.3 Sự phụ thuộc của tần số VCO vào điện áp

V min f 0 min f 0 (V) f 0 max f VCO (kHz)

Hình 2.3 thể hiện mối quan hệ giữa tần số phát của VCO và điện áp điều khiển V, trong đó f max và f min lần lượt là tần số tối đa và tối thiểu của máy phát VCO tương ứng với tần số góc ω 2 và ω 4 Dải giữ chập của hệ được xác định bởi công thức Δf L = f max - f min.

Bộ tổ hợp tần số dùng vòng bám pha

Bộ tổ hợp tần số sử dụng mạch vòng bám pha đã trở thành công cụ phổ biến nhờ khả năng tạo ra tần số với độ ổn định cao tương đương thạch anh Hơn nữa, tần số này có thể được điều chỉnh một cách linh hoạt và dễ dàng thông qua các bộ vi xử lý.

Sơ đồ chức năng bộ tổ hợp tần số được trình bày trên hình 2.4

Hình 2.4 Sơ đồ chức năng bộ tổ hợp tần số dùng mạch vòng bám pha

Tần số đầu ra của bộ chia N - đếm/định thời lập trình hoá được đồng bộ với tần số chuẩn từ lối ra của dao động thạch anh Hệ số chia N có thể được điều chỉnh thông qua mã điều khiển tần số, cho phép tối ưu hóa hiệu suất của bộ so sánh pha.

Khuếch đại một chiều f ref và f VCO so sánh pha giữa tần số lối ra của VCO qua bộ chia N với tần số chuẩn từ dao động thanh anh f ref qua bộ chia R Điện áp sai số ở lối ra tách sóng pha được chuyển thành điện áp một chiều biến đổi chậm V d thông qua bộ lọc tần thấp (LPF) Điện áp này được đưa vào điều khiển VCO, giúp tần số lối ra của bộ chia N bám pha với tần số chuẩn Do đó, tần số lối ra của VCO được tính theo công thức: f VCO = N/R.f ref.

Do đó chỉ cần thay đổi hệ số chia N, R thì ta sẽ tạo được các tần số khác nhau ở lối ra của VCO

Sau đây là những thành phần cơ bản của một bộ tổ hợp tần số kiểu PLL

Do bộ tổ hợp tần số kiểu PLL dựa trên nguyên lý PLL là cơ bản, nên những thành phần vòng bám pha PLL cũng được giới thiệu

Bộ so pha là trái tim của hệ thống PLL, nơi tín hiệu tần số tham chiếu được so sánh với tín hiệu phản hồi từ VCO Tín hiệu sai khác sẽ được đưa vào bộ lọc thông thấp và VCO Trong hệ thống PLL số (DPLL), bộ so pha hoạt động như một phần tử logic và có thể được phân loại theo thành phần cấu tạo.

Bộ so pha số không chỉ thể hiện sự khác biệt về pha mà còn về tần số giữa hai tín hiệu đầu vào Nguyên lý hoạt động của nó được minh họa qua hình 2.5, với hai thành phần cơ bản là 2 Trigơ D Trong đó, lối vào +IN là tần số chuẩn và -IN là phản hồi từ VCO Giản đồ xung đầu vào và đầu ra được thể hiện trong hình 2.6, cho thấy mối quan hệ giữa các tín hiệu.

Khi tần số lối vào +IN vượt trội so với tần số lối vào -IN, tín hiệu đầu ra thường duy trì ở mức cao Sườn xung lên đầu tiên tại +IN kích hoạt sự chuyển đổi của lối ra lên mức cao và trạng thái này sẽ được giữ cho đến khi có sườn xung lên đầu tiên tại -IN.

- Nếu tần số lối vào +IN thấp hơn nhiều so với tần số lơi vào -IN thì ta sẽ có điều ngược lại

Hình 2.5 Cấu trúc của 1 bộ so pha số

Trong đó: Delay: Bộ trễ U1, U2: Các trigơ D

Khi hệ thống PLL ở trạng thái giữ chập về tần số nhưng vẫn có sai khác về pha, giản đồ xung sẽ được thể hiện như hình 2.7.

Hình 2.6 Giản đồ xung lối vào/ra (IN/OUT) khi chưa bắt chập

Hình 2.7 Giản đồ xung lối vào/ra (IN/OUT) khi tần số 2 lối vào bằng nhau

Khi 2 lối vào +IN và -IN có pha gần như nhau thì tần số lối ra và +IN sớm pha hơn -IN thì ở lối ra ta sẽ nhận được một chuỗi các xung dương Các xung này sẽ điều khiển VCO khiến cho 2 tín hiệu +IN và -IN đạt đến trạng thái đồng pha với nhau

Trong bộ tổng hợp tần số kiểu số nguyên (Integer N), độ phân giải tần số đầu ra được xác định bởi tần số tham chiếu vào bộ so pha Để đạt được độ rộng dải 200KHz, như trong hệ thống GSM, tần số tham chiếu cũng cần phải là 200KHz Tuy nhiên, việc tạo ra nguồn phát tần số chuẩn 200KHz không đơn giản, và có thể khắc phục bằng cách sử dụng bộ tạo dao động chất lượng cao hoạt động ở tần số cao, sau đó chia nhỏ tần số đó Ví dụ, có thể đạt được tần số chuẩn 200KHz bằng cách chia tần số 10MHz từ bộ tạo dao động thạch anh cho 50 Trong sơ đồ khối của bộ tổng hợp tần số, bộ chia N và bộ chia M đều quan trọng; bộ chia M có thể lập trình để thiết lập mối quan hệ giữa tần số vào và ra trong hệ thống PLL Cấu trúc phức tạp của bộ chia N xuất phát từ nhu cầu chia các tần số rất cao phản hồi từ các VCO.

2.2.3 Bộ lọc tần số thấp

Sự khác biệt về tần số giữa VCO và tín hiệu đầu vào được xác định qua bộ tách sóng pha và bộ lọc tần số thấp, tạo ra điện áp sai V e (t) Điện áp này sẽ đóng vai trò là điện áp điều khiển V d (t) cho tần số phát của VCO.

Khi tần số tín hiệu lối vào f S và tần số phát của VCO f 0 hoàn toàn trùng khớp, tín hiệu đầu ra của bộ lọc tần số thấp sẽ trở thành một dòng không đổi, với biên độ phụ thuộc vào hiệu pha giữa hai tín hiệu f S và f 0.

2.2.4 Bộ dao động điều khiển bằng điện áp (VCO)

Nguyên lý hoạt động của vòng bám pha cho thấy sự khác biệt về tần số giữa máy phát VCO và tín hiệu đầu vào của mạch tách sóng pha tạo ra một hiệu điện áp Hiệu điện áp này được xử lý qua mạch lọc tần số thấp để tạo ra điện áp điều khiển, ảnh hưởng đến máy phát VCO và điều chỉnh tần số phát f0 sao cho phù hợp với tần số của tín hiệu vào Do đó, điện áp này có vai trò quan trọng trong việc điều chỉnh tần số của máy phát VCO, và một yêu cầu quan trọng đối với VCO là tần số phải phụ thuộc vào điện áp điều khiển một cách tuyến tính.

Mã backer là một loại mã giả ngẫu nhiên đặc biệt, giữ đầy đủ các tính chất của mã giả ngẫu nhiên nhưng khác biệt ở chỗ các xung không liên tục mà cách đều nhau Mỗi xung trong mã backer có thể có 5, 7, 9, hoặc 13 nhịp Trong bài viết này, tôi sẽ tập trung vào mã pha backer với 13 phần tử và ứng dụng của nó trong việc điều chế tín hiệu dải rộng.

2.2.5.2.Các ph-ơng pháp tạo mã backer a Để tạo mã pha backer 13 phần tử ta dùng ph-ơng pháp thụ động

Bộ tạo mã chính bao gồm dây giữ chậm tán sắc với 12 đầu ra, mỗi đầu ra có thời gian giữ chậm là 3,3 µs Độ rộng xung phát được tính toán là khoảng 43 µs, tương ứng với 13 lần của 3,3 µs Các xung thành phần được điều chỉnh pha theo mã backer theo một thứ tự nhất định.

Tần số tín hiệu mã là 30MHz, sử dụng dao động chuẩn từ mạch tạo dao động thạch anh Tín hiệu được biến đổi nhân tần lên 30MHz và điều chế độ rộng 3,3 μs Kết quả thu được từ bộ cộng tổng các tín hiệu là mã backer gồm 13 phần tử.

NGHIÊN CỨU, THIẾT KẾ, CHẾ TẠO CÁC BỘ CỘNG CÔNG SUẤT

Nghiên cứu, thiết kế, chế tạo các bộ cộng công suất

3.1.1 Các bộ chia/cộng công suất:

Sơ đồ của bộ chia/cộng công suất được mô tả trên Hình 3.1

Hình 3.1 Sơ đồ bộ chia/cộng công suất

3.1.1.1 Bộ chia cộng công suất Wilkinson:

Bộ chia/cộng Wilkinson là thiết bị có khả năng chia hoặc cộng công suất theo tỷ lệ tùy ý, trong đó trường hợp chia đôi (3dB) được xem là đơn giản nhất Thiết bị này thường được chế tạo bằng công nghệ mạch dải, và sơ đồ đường dây truyền dẫn sóng được mô tả rõ ràng trong hình ảnh kèm theo.

Hình 3.2 Bộ chia đôi Wilkinson

Chúng ta chuẩn hóa trở kháng của các đoạn dây với trở kháng đặc trưng 50Ω và vẽ lại Hình 3.2b với các nguồn thế ở các lối ra (xem Hình 3.3) Tại lối vào, hai điện trở chuẩn hóa giá trị 2 mắc song song tạo ra một trở chuẩn hóa tương đương có giá trị bằng 1 Đoạn dây có trở kháng đặc trưng Z và điện trở song song có giá trị chuẩn hóa r Với bộ chia đều, ta thấy rằng Z = và r = 2 như thể hiện trong Hình 3.2b.

Xét 2 chế độ của mạch ở Hình 3.3: chế độ chẵn khi V g2 =V g3 =2V 0 và chế độ lẻ với V g2 =-V g3 =2V 0

Hình 3.3 Sơ đồ bộ chia Wilkinson dưới dạng đối xứng và chuẩn hóa

Chế độ chẵn: Trong chế độ chẵn V g2 =V g3 =2V 0 , do đó và không có dòng qua trở r/2 Sơ đồ Hình 3.3 có thể vẽ lại như Hình 3.4a

Hình 3.4 (a) Chế độ chẵn (b) Chế độ lẻ

Trở kháng nhìn vào cổng 2 là

Nếu Z= thì cổng 2 sẽ phối hợp trở kháng với đường truyền trong chế độ chẵn, do đó điện trở r/2 không cần thiết Chúng ta tiếp tục tìm từ phương trình truyền sóng, với x=0 tại cổng 1 và x=-/4 tại cổng 2, đường truyền được biểu diễn bằng phương trình sau:

Hệ số phản xạ nhìn từ cổng 1 về phía điện trở chuẩn hóa của cổng 2, do đó:

Chế độ lẻ: Trong chế độ lẻ V g2 =-V g3 =2V 0 , do đó , sơ đồ Hình 3.3 được vẽ lại như Hình 3.4b

Trở kháng tại cổng 2 là r/2 do đường dây dài λ/4 và được nối tắt ở cổng 1, dẫn đến cổng 2 hoạt động như một mạch hở Để phối hợp trở kháng, cần chọn r=2, khi đó toàn bộ năng lượng sẽ đi qua điện trở r/2 mà không đến cổng 1.

Cuối cùng, chúng ta cần xác định trở kháng lối vào của cổng 1 sau khi cổng 2 và 3 đã được kết nối với đường truyền Kết quả này được thể hiện trong Hình 3.5a.

Hình 3.5 Sơ đồ phân tích bộ chia Wilkinson để tìm s11

Do không có dòng qua điện trở chuẩn hóa giá trị 2, nó có thể được loại bỏ, dẫn đến sơ đồ 3.5b Chúng ta có hai đường dây λ/4 mắc song song, kết thúc bằng điện trở chuẩn hóa giá trị 1 Trở kháng lối vào sẽ là:

Như vậy, tham số s của bộ chia Wilkinson là S11=0 (Z in =1 tại cổng 1)

S22=s33=0 (cổng 2 và 3 đều được phối hợp trở kháng với đường truyền)

S13=s31= (cổng 3 và cổng 2 là hoàn toàn đối xứng)

Bộ chia cộng kiểu Wilkinson cho phép thiết kế chia/cộng không đều giữa các cổng Sơ đồ trong Hình 3.6 minh họa một bộ chia 2 với tỷ lệ công suất giữa hai cổng là P3/P2 = K2.

Hình 3.6 Bộ chia cộng Wilkinson không đều

(3.5b) (3.5c) Khi K=1 chúng ta thu lại được kết quả cho trường hợp chia đều

Bộ chia/cộng Wilkinson có thể thiết kế cho trường hợp chia/cộng N đường với sơ đồ ở Hình 3.7

Hình 3.7 Sơ đồ bộ chia Wilkinson N đường.

Thiết kế và mô phỏng

Sơ đồ mô phỏng của bộ chia cộng Wilkinson 1:2 được mô tả trên Hình 3.8 và kết quả mô phỏng tương ứng trên Hình 3.9

Hình 3.8 Sơ đồ mô phỏng bộ chia/cộng Wilkinson 1:2

Hệ số phản xạ và hệ số truyền từ cổng 1 đến cổng 2 và 3 Hình 3.9 Kết quả mô phỏng của bộ chia/cộng Wilkinson 1:2

Hình 3.10 Thiết kế layout của bộ chia/cộng Wilkinson 1:2

Kết luận: Kết quả mô phỏng của bộ chia/cộng Wilkinson là khá tốt

- Hệ số phản xạ ở các cổng 1,2 và 3 là nhỏ hơn -20dB tại tần số làm việc

800  900MHz nghĩa là hầu như không có phản xạ tải các cổng

- Hệ số truyền từ đến cổng 1 đến cổng 2 và 3 là -3.012  0.015dB nghĩa là hoàn toàn chính xác với tỷ số chia 1:2

Từ bộ chia/cộng 1:2 chúng ta có thể thiết kế các bộ chia/cộng 1:4 và 1:8 bằng cách ghép các tầng chia cộng 1:2 với nhau

Hệ số phản xạ và hệ số truyền từ cổng 1 đến cổng 2,3,4 và 5

Hình 3.12 Kết quả mô phỏng của bộ chia/cộng Wilkinson 1:4

- Hệ số truyền từ đến cổng 1 đến cổng 2 và 3 là -6.025  0.015dB nghĩa là hoàn toàn chính xác với tỷ số chia 1:4

Hệ số phản xạ và hệ số truyền từ cổng 1 đến cổng 2,3,4,5,6,7,8 và 9 Hình 3.15 Kết quả mô phỏng của bộ chia/cộng Wilkinson 1:8

- Hệ số truyền từ đến cổng 1 đến cổng 2 và 3 là -9.032  0.015dB nghĩa là hoàn toàn chính xác với tỷ số chia 1:8.

KẾT QUẢ THỰC NGHIỆM

Chế tạo bộ tổ hợp tần số

Sử dụng IC ADF411X làm bộ tổ hợp tần số Trong IC tổ hợp tần số đó có các khối chức năng chính như sau:

 Bộ tách sóng pha/tần số

 Bộ phân kênh lối ra và bộ tách xung đồng bộ

Sơ đồ khối bộ tổ hợp tần số dùng vi điều khiển và VCO được trình bày như trên Hình 4.1

Hình 4.1- Sơ đồ khối bộ tổ hợp tần số dùng PLL

Hình 4.2- Sơ đồ nguyên lý bộ tổ hợp tần số

Trên hình 4.3 mô tả bộ tổ hợp tần số sử dụng vi mạch chuyên dụng siêu cao tần và Vi điều khiển họ Atmel AT89C51

Hình 4.3 - Bộ tổ hợp tần số với bàn phím đặt các giá trị tùy ý

Chế tạo bộ VCO

Bộ tạo dao động kiểu VCO được trình bày trên hình 4.4

Hình 4.5 - Đo đặc trưng Tần số - Điện áp của bộ dao động VCO

Hình 4.6 – Phổ tín hiệu tại tần số 860MHz

Kết quả đo đặc trưng tần số phụ thuộc vào điện áp của dao động VCO được trình bày trên bảng 2

Bảng 2 - Sự phụ thuộc tần số vào điện áp của bộ dao độngVCO

Từ bảng 2, chúng ta đã xây dựng đặc trưng tần số - điện áp của bộ tạo dao động VCO Kết quả thu được cho thấy đặc trưng tần số - điện áp được trình bày rõ ràng trong hình 4.7.

Bộ dao động VCO thu đượ c có đặc trưng khá tuyế n tính trong dải tần số phát ra.

Chế tạo modul bộ chia/cộng Wilkinson

Do yêu cầu của bộ cộng công suất cần phải chịu đựng công suất cao, việc lựa chọn vật liệu và linh kiện phù hợp trở thành một yếu tố quan trọng không thể bỏ qua.

Phíp làm mạch: Sử dụng phíp FR-4 với các tham số như sau:

- Bề dày lớp điện môi: h=1.6 mm

Lớp đồng có độ dày t=0.035mm, giúp tăng cường khả năng dẫn điện Để đảm bảo khả năng chịu đựng công suất cao của các bộ cộng, chúng tôi sử dụng các loại trở công suất chất lượng.

Hình 4.8 Các loại trở công suất

Vật liệu làm vỏ hộp: Vỏ hộp được chế tạo từ hợp kim nhôm có độ bền cao

Connector loại N là loại connector siêu cao tần, được thiết kế đặc biệt cho cáp đồng trục 50Ω hoặc 75Ω, cho phép hoạt động hiệu quả ở tần số lên đến 18GHz.

Hình 4.9 Vỏ hộp nhôm và connector N

Sau khi có bản thiết kế layout của bộ chia/cộng chúng tôi thực hiện các bước sau:

- Phay mạch in bằng máy phay mạch LPKF Protomat C40

- Chế tạo vỏ hộp nhôm cho bộ chia/cộng

- Lắp connector và lắp ráp vào hộp nhôm

- Hàn điện trở lên mạch

Qui trình chế tạo bộ chia 2

Hình 4.10 Mạch in bộ chia 2 sau khi phay

Hình 4.11 Lắp đặt mạch in bộ chia 2 vào hộp nhôm

Hình 4.12 Bộ chia 2 hoàn chỉnh

Hình 4.14 Lắp đặt mạch in bộ chia 4 vào hộp nhôm

Thử nghiệm

Các bộ chia/cộng công suất được đo đạc và thử nghiệm trên máy phân tích mạng R3765CG

4.4.1 Thử nghiệm bộ chia/cộng 1:2

Kết quả đo đạc bộ chia/cộng 1:2 được thể hiện trên hình Hình 4.19

Hình 4.18 Mô hình thử nghiệm bộ chia/cộng 1:2

Hình 4.19 Kết quả đo bộ chia/cộng 1:2 tại tần số 800 ÷ 900MHz

Kết quả đo đạc cho thấy bộ chia/cộng 1:2 đã hoạt động tốt Giá trị hệ số truyền qua từ lối vào đến các lối ra là 3.208 ± 0.25 dB

Kết quả đo đạc bộ chia/cộng 1:4 được thể hiện trên Hình 4.21

Kết quả đo đạc bộ chia/cộng 1:8 được thể hiện trên Hình 4.23

Kết luận đề tài luận văn thạc sĩ “Nghiên cứu, thiết kế chế tạo máy phát radar tầm thấp dải sóng dm theo nguyên lý cộng công suất trong máy” đã giải quyết được những vấn đề quan trọng sau: Nâng cao hiệu suất phát sóng radar, tối ưu hóa thiết kế máy phát, và áp dụng nguyên lý cộng công suất để cải thiện khả năng thu nhận tín hiệu Các nghiên cứu và kết quả đạt được góp phần vào việc phát triển công nghệ radar tầm thấp, đáp ứng nhu cầu ngày càng cao trong lĩnh vực an ninh và giám sát.

1 Nghiên cứu cấu trúc máy phá t radar

2 Tổng quan về mạch vòng bám pha và bộ tổ hợp tần số

3 Nghiên cứu kĩ thuật siêu cao tần để thực hiện việc cộng công suất trong máy và đưa ra anten cho trước

Về kết quả thực nghiệm :

1 Chế tạo được bộ tạo dao động kiểu VCO

2 Chế tạo được bộ tổ hợp tần số

3 Mô phỏng được bộ chia/cộng công suất Wilkinson 2,4 và 8

4 Thiết kế chế tạo được bộ chia/cộng công suất Wilkinson 2,4 và 8

5 Thực nghiệm thu được trên bộ chia/cộng công suất Wilkinson 2,4 và 8 với hiệu suất đạt được khoảng 60%

Luận văn đã thành công trong việc chế tạo bộ chia/cộng công suất sử dụng cầu Wilkinson, với kết quả đạt được khá tốt Những kết quả này sẽ là cơ sở quan trọng để tổng hợp công suất phát từ các modul khuếch đại, nhằm đạt được công suất đầu ra mong muốn.

1 Kiều Khắc Lâu (2006), “Cơ sở kỹ thuật siêu cao tần”, NXB Giáo dục

2 Phạm Minh Việt (2002), “ Kỹ thuật siêu cao tần”, NXB Khoa học và kỹ thuật

3 Nguyễn Kim Giao (2006), “Kỹ thuật điện tử số”, Nhà xuất bản Đại học Quốc Gia Hà Nội

4 Đặng Thị Thanh Thủy , Bạch Gia Dương , Bạch Hoàng Giang , Nguyễn Đình Thế Anh “Nghiên cứu, thiết kế và chế tạo khối khuyếch đại công suất 3KW điều chế xung trong hệ thống phát tín hiệu mã chủ quyền quốc gia” Báo cáo tại hội nghị khoa học ICT.rda’10 ngày 18/03/2011.

5 David M Pozar (1994), “Microwave Engineering” 3 rd Edition

6 Danny Abramovitch (2002), “Phase-Looked loops: A control centric tutorial”, Agilent Labs

7 Dean Banerjee (2006), “PLL performance, Simulation and Design

Merger! To remove this page, please register your program!

 Merge multiple PDF files into one

 Select page range of PDF to merge

 Select specific page(s) to merge

 Extract page(s) from different PDF

AnyBizSoft Đại học quốc gia hà nội

Tr-ờng đại học công nghệ

Bạch hoàng giang nghiên cứu chế tạo máy phát radar tầm thấp dải sóng dm theo nguyên lý cộng công suất trong máy luận văn thạc sĩ

Định dạng
Số trang	69
Dung lượng	3,91 MB