Thông tin vô tuyến

HỆ THỐNG VÀ KIẾN TRÚC CÁC HỆ THÓNG VÔ TUYẾN

Tóm tắt việc sử dụng các băng tần s ố

Để theo dõi các chuẩn vô tuyến trong các dải tần số, chúng tôi tóm tắt việc sử dụng các băng tần số đã được chuẩn hóa Hình 4.1.1 trình bày các dải tần sóng điện từ được áp dụng trong thông tin vô tuyến.

Hình 4.1.1: Các dài sóng điện từ được sừ dụng trong thông tin vô tuyến

Các dái sóng cũng như dải tần số và bước sóng của chúng được tóm tắt trong bảng 4.1.1.

Bảng 4.1.1: Các dải sóng điện từ đưọ'c sử dụng trong thông tin vô tuyến

Dải sóng Dải tần số Bước sóng

LF (Low Frequency) 30 kHz - 300 kHz 10 km - 1 km

Medium Frequency (MF) ranges from 300 kHz to 3 MHz, covering distances from 100 meters to 1 meter Very High Frequency (VHF) spans 30 MHz to 300 MHz, with a range of 10 meters to 1 meter Ultra High Frequency (UHF) is classified between 300 MHz and 3 GHz, corresponding to distances from 1 meter to 10 centimeters Super High Frequency (SHF) ranges from 3 GHz to 30 GHz, with a distance range of 10 centimeters to 1 centimeter Finally, Extremely High Frequency (EHF) covers 30 GHz to 300 GHz, with distances from 1 centimeter to 1 millimeter.

Ngoài ra người ta còn dùng các chữ cái để đánh số các băng tần như trình bày trong bảng 4.1.2.

Bảng 4.1.2: Các băng sóng sử dụng trong thông tin vô tuyến Đăng sóng Dải tần số quy định (GHz)

Các chuẩn vô tuyến

Trong phần này sẽ giớị thiệu các hệ thống hay các chuẩn vô tuyến, chủ yếu tóm tắt các thông số kỹ thuật của hệ thống.

4.2.1 Các hệ thống thông tin di động thế hệ thứ nhất (1G)

Các hệ thống thông tin di động thế hệ đầu tiên trên thế giới phải nói tới là:

- Hệ thống AMPS (Avanced Mobile Phone Service): Hệ thống dịch vụ điện thoại di động tiên tiến.

- Hệ thống TACS (Total Access Communication System): Hệ thống thông tin truy cập tổng thể.

- Hệ thống NMT (Nordic Mobile Téléphoné): Hệ thống thông tin di động Bắc Âu.

Các thông số kỹ thuật chính của hệ thống này như sau:

Dải tân: Dải tân thu: 869 - 894 MHz

Phương pháp truv cập kênh: FDMA

Phương pháp điều chế: điều tan FM Độ rộng kênh vô tuyến (phổ kênh vô tuyén): 30 kHz

Phương pháp ghép kênh: FDD

Hệ thống này có hai loại: ETACS và NTACS

Dải tần: Đài tần thu: 9 1 6 -9 4 9 MHz 860 - 870 M

Phương pháp truy cập kênh: FDMA FDMA

Phương pháp ghép kênh: FDD FDD

Phương thức điều chế: FM FM

Dải tần: Dải tần thu:

Phương pháp truy cập kênh:

Phương pháp điều chế: Độ rộng cùa kênh:

Số lượng kênh: Đ ộ rộng phổ của kênh:

Các hệ thống thông tin di động ban đầu không được phổ biến trên thị trường do nhiều hạn chế, bao gồm giá cả cao của thiết bị đầu cuối và hệ thống, cũng như hạn chế về dung lượng phổ Một trong những yếu tố chính gây ra những hạn chế này là việc sử dụng phương pháp điều chế tương tự, cụ thể là điều tan (FM: Frequency Modulation), dẫn đến việc giảm đáng kể số lượng người sử dụng so với các hệ thống sử dụng phương pháp điều chế số.

4.2.2 Các hệ thống thông tin di động thế hệ thứ hai (2G)

Các hệ thống thông tin di động thế hệ thứ hai (2G) mang lại nhiều lợi ích vượt trội so với hệ thống 1G analog Sự áp dụng công nghệ số không chỉ cải thiện chất lượng thông tin mà còn tăng đáng kể số lượng người sử dụng Hệ thống 2G cũng giới thiệu kỹ thuật chuyển giao (hand-over), góp phần phát triển hệ thống điện thoại tế bào (cellular system) và được ứng dụng rộng rãi trên toàn cầu.

• Hệ thòng hay chuân GSM

Năm 1992, hệ thống thông tin di động tế bào thế hệ thứ 2, GSM (Global System for Mobile Communication), ra đời tại châu Âu, đánh dấu bước tiến lớn trong công nghệ viễn thông Đây là hệ thống đầu tiên tại châu Âu áp dụng kỹ thuật điều chế số, với cấu trúc mạng GSM được giảng dạy trong các môn học về kỹ thuật viễn thông và thông tin di động GSM sử dụng kỹ thuật ghép kênh theo tần số FDD (Frequency Division Duplex) và truy cập theo thời gian và tần số (Time Division Multiple Access and Frequency Division Multiple Access) Phương thức điều chế GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying) giúp giảm thiểu ảnh hưởng của méo phi tuyến, mặc dù hiệu suất sử dụng băng thông chỉ đạt 1 bit/Hz Hệ thống GSM ban đầu được thiết kế cho các ứng dụng thoại và truyền dữ liệu với tốc độ bit thấp (9600 bit/s), cũng như cho dịch vụ nhắn tin ngắn SMS (Short Message Service) với dung lượng 1600 ký tự Tốc độ bit cơ sở sau khi mã hóa là 279.833 kbit/s, nhưng do sử dụng phương pháp đa truy cập theo thời gian, tốc độ này được chia cho nhiều người dùng.

8 Khoảng thời gian trong đó các dữ liệu được nén gọi là các khe thời gian (time slot) Hệ thống này cho phép thông tin giữa những người sử dụng di động và có nhiều đặc điểm nổi trội so với các hệ thống tương tự thế hệ thứ nhất Sau đây tóm tẳt các thông số kỹ thuật đặc trưng cơ bản của hệ thống: Dải tần: Dải tần thu: 935 - 960 MHz

Với sự gia tăng người dùng và nhu cầu về dịch vụ tốc độ cao như internet và điện thoại hình, việc kết nối không chỉ giữa các thuê bao di động mà còn giữa các thuê bao và nhà cung cấp dịch vụ trở nên cực kỳ quan trọng.

GMSK 1 bit/symbole (1 biưl kí hiệu)

Bộ lọc Gaussian hệ số 0,3

124, mỗi kênh cho 8 người sử dụng

Bộ lọc sứ dụng: Độ rộng phổ của kênh:

Các nhà cung cấp dịch vụ internet và mạng intranet hiện nay yêu cầu một mạng thông tin di động với tốc độ cao, phù hợp với nhu cầu sử dụng và phương thức thanh toán dựa trên số lượng dữ liệu Tuy nhiên, mạng GSM truyền thống sử dụng chuyển mạch kênh không thể đáp ứng các dịch vụ tốc độ cao Để khắc phục điều này, các giải pháp như GPRS (General Packet Radio Services) và EDGE (Enhanced Data Rate for GSM Evolution) đã được phát triển, thường được gọi là các hệ thống 2G+ hoặc 2.5G.

Hệ thống thông tin di động tế bào thế hệ thứ 2, hệ thống DCS (Digital Communication System: Hệ thống thông tin số), xuất hiện ờ châu Âu năm

Năm 1993, hệ thống này có các thông số kỹ thuật tương tự như GSM nhưng hoạt động ở tần số 1800 MHz, vì vậy tại một số quốc gia châu Âu, nó được gọi là GSM 1800 Các thông số kỹ thuật đặc trưng bao gồm dải tần và dải tần thu.

Phương pháp đa truy cập:

Tốc độ bit cơ sở:

Bộ lọc sử dụng: Độ rộng kênh vô tuyến:

1805 - 1880 MHz 1710- 1785 MHz TDMA/FDM FDD

1600 với 3 người sử dụng cho 1 kênh

Năm 1993, châu Âu đã giới thiệu hệ thống điện thoại không dây thế hệ thứ 2, gọi là DECT (Digital European Cordless Telephone) Hệ thống này sử dụng phương pháp điều chế tần số GFSK (Gaussian Frequency Shift Keying) và bộ lọc Gaussian với hệ số 0,5 Các thông số kỹ thuật đặc trưng của hệ thống DECT được tóm tắt như sau:

Vào năm 1992, Bắc Mỹ chứng kiến sự ra đời của hệ thống điện thoại tế bào thế hệ thứ hai (IS-54 hoặc NADC), tương tự như hệ thống GSM ở châu Âu Các nghiên cứu và phát triển tiếp theo cho hệ thống IS-54 cũng đang được tiến hành Hệ thống NADC áp dụng phương thức điều chế pha n / 4 DQPSK và sử dụng bộ lọc cosin nâng (Raised-Cosine).

Filter) với hệ số truy cập bàng hay hệ số roll-off bằng 0,35.

Các thông số kỹ thuật chính của chuẩn IS-54 như sau:

Dài tần: Dải tần thu: 869 - 894 MHz

Tốc độ bit cơ sờ: ,

Bộ lọc sứ dụng: Độ rộng kênh vô tuyến:

10 với 24 người sử dụng cho 1 kênh

TDMA/FDM FDD n/4 DQPSK 2 bit/1 symbol

Tốc độ bit cơ sờ:

• Hệ thống ỈS-95 hay CDMA One

Cũng năm 1992 ờ châu Mỹ, một hệ thống điện thoại tế bào khác xuất hiện, đó là hệ thống IS-95 hay CDMA one.

Dải tần: Dải tần thu: 869 - 894 MHz Đ ộ rộng kênh vô tuyến:

Hệ thống IS-136, hay còn gọi là hệ thống điện thoại di động số tiên tiến (Digital Advanced Mobile Phone System), là sự tiến bộ của hệ thống AMPS, cho phép sử dụng băng tần 800 MHz theo chuẩn IS-54 và băng tần 1900 MHz của hệ thống PCS Dải tần thu của hệ thống này nằm trong khoảng 869 - 894 MHz.

QPSK/OQPSK, 2 biư l symbol thay đổi < 9,6 kbit/s cosine nâng

Năm 1994, ờ Nhật Bản xuất hiện một hệ thống điện thoại tế bào thế hệ thứ

The Personal Digital Cellular (PDC) system employs the f t /4 DQPSK modulation technique and utilizes a raised cosine filter with a roll-off factor of 0.5.

Phương pháp đa truy cập kênh:

940 - 956 MHz 1777- 1801 MHz 1429- 1553 MHz TDMA/FDM FDD f t /4 DQPSK, 2 bit/1 symbol

• Hệ thống PHS Đây là một chuẩn không dây thế hệ thứ 2 của Nhật Bản xuất hiện năm 1993

The Personal Handy Phone System (PHS) utilizes f t /4 DQPSK modulation and employs a raised cosine filter with a roll-off factor of 0.5 for its signal processing.

Phương pháp đa truy cập kênh:

TDMA/FDM TDD f t /4 DQPSK, 2 bit/1 symbol

4.2.3 Hệ thống thông tin di động thể hệ 2.5G

Sự gia tăng người dùng và phát triển dịch vụ đa phương tiện như internet và điện thoại hội nghị yêu cầu hệ thống thông tin di động có tốc độ truyền dẫn cao Tuy nhiên, hệ thống di động thế hệ thứ hai không đáp ứng đủ yêu cầu này, dẫn đến nhu cầu nâng cấp mạng GSM hiện có Đề xuất nâng cấp hệ thống GSM châu Âu lên GPRS (General Packet Radio Services) và EDGE (Enhanced Data Rate for GSM Evolution) đã được đưa ra Các hệ thống 2.5G này kết hợp giữa công nghệ 2G và 3G, với ưu điểm là tận dụng cơ sở hạ tầng mạng GSM hiện có, chỉ cần thay đổi tối thiểu để triển khai.

GPRS là một sự phát triển quan trọng của hệ thống GSM, cho phép đạt được tốc độ bit khoảng 115 kbit/s cho các ứng dụng yêu cầu tốc độ cao, trong khi vẫn duy trì khả năng chuyển mạch cho các tốc độ bit thấp Hệ thống này tận dụng các tần số, khung truyền dẫn và cơ sở vật chất hiện có của mạng GSM, chỉ cần thay đổi phần mềm để cài đặt GPRS sử dụng nhiều chế độ thông tin khác nhau, mang lại hiệu quả tối ưu cho việc vận chuyển dữ liệu dạng gói.

Thông tin chuyển mạch kênh thiết lập một kênh thông tin hai chiều tạm thời giữa các thiết bị đầu cuối, duy trì trong suốt quá trình truyền tin Kênh này tạo ra một đường truyền vật lý với các đường dẫn cho phép thiết lập mạch thông tin giữa người sử dụng Ưu điểm nổi bật của chuyển mạch kênh là khả năng truyền thông tin trực tiếp và thời gian thực, giúp tín hiệu không bị trễ giữa các người sử dụng, ngoại trừ trễ truyền sóng.

Một số vấn đề cơ bản trong thiết kế các hệ thống vô tuyến

Khi phân tích và thiết kế hệ thống máy thu - phát vô tuyến (transceiver), cần chú trọng đến các tham số như tham số tuyến tính, tham số tạp âm, công suất và tham số phi tuyến Những tham số này giúp đánh giá ảnh hưởng của tín hiệu và tạp âm đến hiệu suất của hệ thống.

Hình vẽ 4.3.1 trinh bày sư đồ khối cùa một hệ thống vô tuyến.

Sự suy hao tín hiệu vô tuyến trong kênh và các vấn đề liên quan đã được trình bày ở chương 2 Chương này sẽ tiếp tục phân tích chi tiết chức năng và nguyên lý hoạt động của các khối trong máy phát và máy thu, giả định máy phát là nguồn phát tín hiệu lý tưởng Hạn chế chính của tín hiệu thu yếu là mức độ tạp âm nhiệt từ ăng-ten và máy thu Ba thông số quan trọng được định nghĩa cho hiện tượng này bao gồm hệ số tạp âm của máy thu, nhiệt độ tạp âm hệ thống, và độ nhạy máy thu Trong trường hợp tín hiệu thu và nhiễu mạnh, các phần tử phi tuyến trong máy thu như bộ khuếch đại, bộ trộn tần và bộ chuyển đổi tương tự số sẽ gây ra hạn chế Bộ trộn tần trong máy thu tạo ra các tần số mới trong băng tần sử dụng, làm suy giảm tỷ số tín hiệu - tạp âm và giảm độ nhạy của máy thu.

4.3 1 Nhiệt độ tạp âm hệ thống và hệ số tạp âm

Ta định nghĩa nhiệt đội tạp âm của hệ thống ở đầu vào của máy thu như trong hình vẽ sau:

Mặt phẳng chuẩn đầu vào/

Tạp âm trắng Gaussian, với trị trung bình bằng không và mật độ phổ công suất bằng M)/2 (W.H z'1), được coi là tạp âm ở đây Các tạp âm như tạp âm khí quyển, Mặt Trời và thiên hà, thu bởi ăngten, là tạp âm nhiệt và có mật độ phổ công suất không phải là một hàng số không đổi Tạp âm này ảnh hưởng đến tín hiệu theo cách cộng, được gọi là AWGN (Additive White Gaussian Noise).

2 2 với k — 1,38.10 ~'J.K 1 là hăng sổ Boltzmann;

Ta: nhiệt độ tạp âm ăngten (K: Kelvin).

Trong trường hợp ăngten và máy thu được phối hợp trở kháng trong một băng thông hiệu dụng của tạp âm, B Công suất tới máy thu sẽ là

Tạp âm nền được xác định bởi công suất của nó Đối với nguồn tạp âm ở nhiệt độ chuẩn 290K, công suất tạp âm nền được biểu diễn bằng đơn vị dBm.

P'(dBm) = -174 + 10 * log10(B) Trong một hệ thống, ăng-ten và máy thu với độ khuếch đại công suất ơ, tạp âm của máy thu PK và băng thông hiệu dụng tạp âm B cần được xem xét.

4.3.3), công suất tạp âm nền ở đầu ra máy thu sẽ là

1 n i 1 z 0 Mặt phẳng chuẩn đầu vào

PN = GkT B + PN out rx

PN : tạp ầm của chính máy thu.

“ GkB \ = GkB(Ta +Tc) = GkB.Ts

Với T„= N”_ được gọi là nhiệt độ tạp âm hiệu dụng

Tn + Tư = Ts được gọi là nhiệt độ tạp âm của hệ thống chuẩn hóa ở đầu vào máy thu.

Hệ số tạp âm F là một tham số quan trọng trong việc xác định mức độ tạp âm trong một bốn cực, với mỗi tầng trong máy thu được coi là một bốn cực Hệ số này được tính bằng tỉ số giữa công suất đầu ra và công suất tạp âm đầu ra của bốn cực phản hồi không nhiễu, giả định rằng nguồn tạp âm đầu vào có nhiệt độ chuẩn T0, thường là 290 K F cũng thể hiện sự suy giảm tỉ số tín hiệu - tạp âm (S/N) giữa đầu vào và đầu ra của bốn cực.

Trong một máy thu có n tầng mắc nối tiếp, mỗi tầng được coi là một bốn cực, hệ số tạp âm của hệ thống có thể được tính toán dễ dàng theo công thức Friis Việc này cho phép xác định đầu vào chuẩn hóa cho hệ thống.

G : hệ sổ khuếch đại của tầng thứ i (/ = 1, n );

T, : nhiệt độ tạp âm hiệu dụng của tầng thứ i;

F' : hệ số tạp âm của tầng thứ i.

Do đó nhiệt độ tạp âm hiệu dụng có thể viết dưới dạng:

Ngoài ra, dễ dàng chi ra rằng hệ số tạp âm của một bốn cực suy giảm bằng chính hệ số suy giảm L đó

Khi thiết kế các mạch siêu cao tần tích hợp, việc thực hiện và tính toán với các tầng phối hợp trở kháng 50 Ω gặp nhiều khó khăn Trong quá trình đo, thường sử dụng các phép tính dựa trên dòng điện và điện áp, như được thể hiện trong hình 4.3.5.

Trong trường hợp này, bốn cực của nguồn phát âm được nối với nhau, và tín hiệu âm tương đương được xác định bởi hàm V(t) Hệ số tạp âm của một điện trở R của nguồn phát tạp âm được tính theo công thức p = I / (F_n + F_s) * J_n, với I là dòng điện.

Do đó, hệ số tạp âm phụ thuộc duy nhất vào trở kháng của nguồn hay người ta thường nói là chuẩn hóa theo trở kháng nguồn Rs

Trường hợp hệ thống tầng mắc nối tiếp (Hình 4.3.6), tưomg tự như công thức Friis, người ta xác định hệ số tạp âm của hệ thống như sau:

Hình 4.3.6: Mô hình hóa của hai bổn cực mắc nối tiếp để tỉnh toán tạp âm

Trong hệ thống gồm M tầng mắc nối tiếp với các tầng phối hợp trở kháng Rs - Rm¡ = Rou - Rlệt = = R, hệ số tạp âm được tính toán dựa trên các yếu tố này.

A v f.A vợ Avt ( M - l ) 2 (4.3.13) Ở đây, tất cả các hệ số tạp âm của các tầng được chuẩn hóa theo nguồn phát

Rs và Av, (/■ = l,M ) đại diện cho độ khuếch đại điện áp của bốn cực không tải.

4.3.2 Độ nhạy thu Độ nhạy của máy thu là công suất tối thiểu ở đầu vào máy thu cho phép đạt một mức tỉ số sóng mang - tạp âm (C/N) nhất định ở đầu vào bộ giải điều chế hoặc tỉ số tín hiện - tạp âm (S/N hay SNR: Signal-to-Noise Ratio) ở đầu ra với một mức ti số lỗi bit BER (Bit Error Rate) khi phưcmg thức điều chế được lựa chọn Hay nói cách khác độ nhạy của máy thu được xác định là mức tín hiệu thu nhô nhật mà hệ thống có thể thu được với m ột tỉ số tín hiệu

- nhiều chấp nhận được. Đe tính toán độ nhạy thu, theo định nghĩa hệ sô tạp âm, ta co

Trong đó: SNRi„: tỉ số tín hiệu - tạp âm ở đầu vào;

SNRouí- tỉ số tín hiệu - tạp âm ở đầu ra; p sig: công suất tín hiệu vào trên 1 đơn vị băng thông (1 Hz);

PRS: công suất tạp âm gây ra bởi điện ừ ờ nguồn trên 1 Hz. Ở nhiệt độ phòng, P rs được tính như sau

Khi xét trên toàn bộ băng thông B, ta có p = P F SNR B (4.3.17) r slg.lằlal r lts ■ 1

Phương trình (4.3.17) dự đoán độ nhạy thu là mức tín hiệu tối thiểu cần thiết để máy thu đảm bảo một tỷ số tín hiệu - tạp âm nhất định ở đầu ra Biểu diễn bằng đơn vị dBm, công thức được thể hiện như sau: pm m {dBm) = Pns(dBm / Hz) + F{dB) + SNRmtn (dB) + 10 log10 B Trong đó, Pmin là công suất tín hiệu đầu vào tối thiểu để đạt được tỷ số yêu cầu.

SNRmin và B là băng thông (Hz).

Vậy pm_ "'min = -1 7 4 + F + 101og|0 B + SNRmin (4.3.19)

Phương trình (4.3.19) thể hiện rằng thành phần đầu tiên ở vế phải là tổng của tạp âm tích hợp trong hệ thống, thường được gọi là tạp âm nền Hơn nữa, phương trình này không bị ảnh hưởng bởi độ khuếch đại của hệ thống.

Pm là hàm thể hiện băng thông hiệu dụng của tạp âm trong máy thu Giá trị B được xác định dựa trên đặc trưng tuyến của bộ lọc trung tần, cụ thể là bộ lọc có băng thông hẹp nhất trước khi thực hiện quá trình giải điều chế.

Khi nhiệt độ của nguồn tạp âm không đạt mức T o, chẳng hạn như khi nhiệt độ tạp âm của ăngten khác với T o, độ nhạy thu được của hệ thống sẽ bị ảnh hưởng.

4.3.3 Các hiện tượng phi tuyến và các tham số đặc trưng tương ứng 4.3.3.1 Các hiện tượng phi tuyến

Bài tậ p

LÝ THUYẾT VỀ KÊNH VÒ TUYẾN

2.1 K hái niệm về tm \c u d ần Ị)han lập da diròng Ă n gten

Hình 2 Ị ỉ: Mỏ hình phản xa trong truyền dẫn phân tập đa dường

Truyền dẫn phân tập đa đường là khái niệm quan trọng trong việc truyền tín hiệu từ ăngten đến máy thu Tín hiệu được truyền qua nhiều hướng phản xạ và tán xạ khác nhau, tạo ra sự đa dạng trong quá trình nhận tín hiệu Trong đó, tín hiệu nhận được bao gồm hai luồng, với một luồng là tín hiệu truyền tháng có độ trễ tương ứng là Tị.

Tuyên thứ 2 có trễ truyền dẫn là ĩ Giả thiết tín hiệu phát đi từ máy phát đơn giản chỉ là luồng tín hiệu sin(2 7 ĩfì) với tần số /ị và /2 Tín hiệu ở máy thu là tổng của tín hiệu nhận được từ hai tuyến truyền dẫn Tín hiệu thu được ở tần số j x bị suy giảm khác so với độ suy giảm ở tần số f2, dẫn đến cường độ tín hiệu thu được ở tần số khác với tín hiệu f2, mặc dù máy phát phát đi hai tín hiệu có cùng biên độ Hiện tượng này chính là hiện tượng fading ở tần số Kênh truyền dẫn phân tập đa đường gây nên hiệu ứng fading.

GIỚI THIỆU VÈ KỸ THUẬT ĐIÈU CHẾ OFDM

Các ưu và nhược điểm

Trong hệ thống thông tin vô tuyến, kênh truyền gây ra nhiều vấn đề như trễ truyền dẫn, suy hao tín hiệu và nhiễu do hiệu ứng Doppler, cũng như nhiễu ISI và ICI Để giảm thiểu các méo và nhiễu này, việc ước lượng và cân bằng kênh ở phía thu là rất cần thiết Mục đích của ước lượng kênh là khôi phục thông tin kênh truyền, trong khi cân bằng kênh giúp loại bỏ méo do suy hao, san phẳng các hiệu ứng Fading và giảm thiểu nhiễu ISI từ phân tập đa đường.

3.1 Ước lượng kcnh vô tuyến

Mục đích của ước lượng kênh là khôi phục thông tin kênh truyền tại máy thu, bao gồm trễ truyền dẫn, hệ số suy hao và thông tin về dịch tan Doppler, nhằm triệt tiêu nhiễu do kênh truyền gây ra Trong hệ thống thông tin vô tuyến, nhiễu đa đường là không thể tránh khỏi do tính chất phân tập đa đường của kênh, gây méo tín hiệu và làm khó khăn cho việc khôi phục thông tin ban đầu nếu không có thông tin trạng thái kênh truyền (CSI) chính xác Trong phần này, chúng ta sẽ xem xét một số phương pháp tính toán và ước lượng kênh truyền.

• Ước lượng kênh trực tiếp - phương pháp giải chập ừong miền thời gian.

• Ước lượng kênh trực tiếp - phương pháp tính toán kênh trong miền tần sổ.

• Phương pháp sử dụng các bộ lọc thích ứng.

Trong các hệ thống thông tin, khung truyền được thiết kế thường có dạng như bảng 3.1.1.

' Bang 3.1.1: cấu trúc khung truyền tổng quát

Phần Header, hay còn gọi là tiêu đề, chứa thông tin cần thiết để đồng bộ và ước lượng kênh, ký hiệu là xp(t) Thông tin trong phần tiêu đề có thể được biết trước ở cả hai phía phát và thu Trong khi đó, phần Payload chứa dữ liệu người sử dụng xd(t), mà bên thu chưa biết và có nhiệm vụ khôi phục tín hiệu nhận được đúng như bên phát đã truyền đi.

Mối quan hệ giữa thông tin phát thu và kênh truyền được chi ra ở hình 3.1.1. x(0 h(0 y(t) CÒ 11 bằng kènli c(t) x '(0

(a) Khôi phục tín hiệu dùng bộ cân bằng x(t) ll(t)

(b) Khôi phuc tín hiệu bằng ước lương kênh truyền

Hình 3.1.1: Mồi quan hệ giữa các tín hiệu thu và phát

Trong hình 3.1.1: xít): tín hiệu phát; hít): đáp ứng xung cùa kênh;

\: tín hiệu thu trước khi qua bộ cân bàng kcnh.

Mối quan hệ giữa tín hiệu thu, phát và kênh truyên trong miên thời gian được thê hiện thông qua phép tích chập như sau y (t) = h{t) * x{t) (3.1.1)

Trong miền tần sổ ta có

Dựa trên phương trình (3.1.2), có thể nhận thấy rằng tín hiệu bên thu Y(ja>) đã được biết trước, điều này cho phép chúng ta khôi phục tín hiệu đã được truyền đi một cách hiệu quả.

X(ịcủ) thì cần phải tính được H (j(ũ) là thông tin trạng thái kênh truyền

Trong chiều ngược lại, để tính được H{jcờ) ta phải biết X ( j(ù) theo công thức

H(jco) = Y(jcù) / X(jco) thể hiện mối liên hệ hai chiều, yêu cầu thiết kế hệ thống thông tin có khả năng tính toán cả H(jco) và X(jco) một cách tuần tự H(jù) luôn được tính trước X(jco) Việc sử dụng cấu trúc khung truyền với hai phần: phân tiêu đề và dữ liệu, như trong bảng 3.1.1, cho phép thực hiện điều này Thông tin trong phần tiêu đề chứa các thông tin dẫn đường (pilot, ký hiệu là xp(t)) đã được nhận biết trước bởi bên thu Tín hiệu thu được Yp(jco) cho phép tính H(jco) qua phương trình H(jco) = Yp(jco) / Xp(jco) Phần còn lại của khung chứa thông tin người sử dụng tương ứng với dữ liệu Xd(jco) sẽ được tính toán theo phương trình.

X ,iU fơ) = Ytl(júỉ) / H (jcứ) Y,{ j(ù) là tín hiệu thu đươc tương ứng với tín hiệu phát X t(j(ở) của bên phát.

Như vậy khái niệm ước lượng kênh ở đây là công việc bên thu phải tính toán lại các thông tin trạng thái kênh truyền.

Dưới đây trình bày về các phương pháp ước lượng kênh.

3.1.1 Phương pỉtép tính toán trực tiếp (phương pháp giải chập)

Phương pháp ước lượng kênh trong miền thời gian, hay còn gọi là phương pháp chia đa thức, có thể được thực hiện một cách đơn giản thông qua công thức h(t) = yp(t)/xp(t) Phương pháp này cho phép tính toán trực tiếp và hiệu quả.

Ví dụ: cho tín hiệu phát Xp(t) =[3 -4 2 -1 5] kênh truyền h(t)-[0.7 -1.2 0.4]

Tính tín hiệu nhận được yp(t) yp(t) = xp(t) *h(t) = [3 -4 2 -1 5]*[0.7 -1.2 0.4]

Ngược lại trong trường hợp biết y(t) và x(t), Tính đáp ứng xung của kênh truyền hít) = yp(t)/xp(t)

Tuy nhiên phương pháp tín này ít được sừ dụng trong thực tế do sai lôi lớn nếu trong trường hợp hệ thống có nhiễu

3.1.2 Phương pháp ước lượng kênh trong miền tần số

Phương pháp này tính H(ja>) qua phương trình

Và h(t) trong miền thời gian được tinh từ H(jco) trong miền tần số qua phép biến đổi Fourier ngược.

Để tính đáp ứng xung của kênh truyền, chúng ta sử dụng tín hiệu nhận được yp(t) = [2.1 -6.4 7.4 -4.7 5.5 -6.4 2] và tín hiệu phát xp(t) = [3 -4 2 -1 5] Phương pháp tính toán được thực hiện trong miền tần số, giúp xác định mối quan hệ giữa tín hiệu đầu vào và đầu ra của kênh truyền.

Chuyển tín hiệu từ miền tần số sang miền thời gian với phép biến đổi Fourier rời rạc thuận

Khi tín hiệu Xp(t) ngắn hơn y p(t), cần thêm 0 vào Xp(t) để đảm bảo độ dài bằng y p(t) khi chuyển sang miền tần số Đáp ứng xung của kênh truyền trong miền tần số được tính toán dựa trên điều này.

Cuối cùng chuyển H từ miền tần số sang miền thời gian bàng phép biến đổi Fourier rời rạc ngược h(t)= F ' {//}=[0.7 -1.2 0.4 0 0 0 0]

3.1.3 ước lượng kênh bằng bộ lọc thích ứng

Bộ lọc thích ứng yêu cầu bù trừ cho các thay đổi của kênh truyền, do tính chất phụ thuộc thời gian và tần số của kênh Để cập nhật liên tục sự thay đổi của kênh truyền và điều chỉnh các hệ số bộ lọc, cần sử dụng các thuật toán đặc biệt Các thuật toán tính toán bộ lọc thích ứng thường được so sánh dựa trên tốc độ hội tụ, độ chính xác trong ra quyết định và độ phức tạp tính toán Một số thuật toán phổ biến trong loại bộ lọc này bao gồm LMS (Least Mean Square), RMS (Recursive Mean Square) và Kalman filter.

Cân bằng kênh được thực hiện ở bên thu nhằm khôi phục tín hiệu xịt từ tín hiệu thu được y(t), thông qua việc sử dụng bộ lọc g(t) như thể hiện trong Hình 3.2.1.

I Nguồn I 1 Bộ lọc Ị_ Kènh j yM số liẻu * phải * truyền ’

Hình 3.2.1: Vi trí bộ lọc cân baue, kênh trong, hệ thống tỉm phát vô tuyến z(t): tín hiệu sau khi qua bộ cân bàng kênh z(t) = h(t)* x(t)* c(l) ( 0 1 )

Tín hiệu thu được từ bộ cân bằng z(t) chính là tín hiệu phát ra x(t) Để đảm bảo hoạt động hiệu quả, bộ cân bằng kênh lý tưởng cần thỏa mãn điều kiện h(t) * g(t) = δ(t) hay H(jω) * C(jω) = 1.

Như vậy giá trị cùa bộ cân bằng kênh chính là nghịch đảo của thông tin trạng thái kênh truyền H.

Kỹ thuật cân bằng kênh thực chất là kỹ thuật khôi phục kênh truyền H (channel estimation) Tuy nhiên, trong các hệ thống thực tế, khái niệm này có thể được hiểu khác một chút Cân bằng kênh liên quan đến việc tính toán giá trị c, trong khi kỹ thuật ước lượng kênh tập trung vào việc xác định trực tiếp giá trị của kênh.

Heq Tùy thuộc vào thiết kế của từng hệ thống thông tin mà ta có thể tính G hoặc H cho phù hợp.

Các bộ cân băng và ước lượng kênh truyền có hai dạng chính: Preset (Thiết lập trước) và Adaptive (Thích ứng) Trong trường hợp Preset, các tham số của bộ cân bằng được điều chỉnh thông qua việc đo đạc đáp ứng xung và giải các phương trình dựa trên kết quả đo Ngược lại, bộ cân băng thích ứng tự động điều chỉnh bằng cách gửi các tín hiệu đã biết qua kênh, cho phép nó tự động điều chỉnh các hệ số dựa trên tín hiệu nhận được.

3.1.4 Bộ lọc ép không - Zero Forcing

Phát Kênh vò tuy én

Bộ càn bang kênh vói các hệ s ố c

Hình 0.2: Bộ lọc ẻp không

Trong hình 3.2.2: x(t): tín hiệu phát;

7 0 h(t): là đáp ứng xung của kênh; y(t): là tín hiệu thu trước khi qua bộ cân bằng kênh;

T: chu kỳ lấy mẫu tín hiệu; m: các số nguyên 0,±1.±2,

Quan hệ giữa các tín hiệu xịt), y(t), h(t), z(t) đã được mô tả ờ phương trình (3.1.1), (0.1).

Chú ý rằng bộ cân bằng kênh lý tường phải thỏa mãn điều kiện phương trình (3.2.8) là H( jco) C{ ịcò) - 1

Khi đó: z(t)=x(t) ( tín hiệu thu lý tưởng )

Trong trường hợp tín hiệu đã được rời rạc hỏa thông qua quá trình lấy mẫu

Ta thay mT=n khi Khi đó c „, t (0 là c(m), x(t) là x(n), y(t) 1 ằy(n), z(t) 1 ằz(n), h(l) là h(n) Bộ lọc cân bàng kênh FIR có 2N + 1 hệ số bộ lọc c m h(t)

Hình 0.3: Sơ đồ bộ lọc FỈR

Xét tín hiệu đầu vào bộ lọc là h(n) khi đó z(m) = C(m)* h(m) (0.3)

Với ( m = -N, +N ), theo biểu diễn phép nhân tích chập ta có n=j_x z(m)= ^ C (n)-h(m -n) (0.4) n=-N

Với m = + v ta có z(-AO'=[M0) M -1)-M -2A01- rc_„

Do z(/w) = C(m) * h(m)= sự) (cho trường hợp bộ lọc lý tường) nên

Hệ số bộ lọc V là tích của ma trận nghịch đảo h 1 với vector z

Do z là vector có phần tử chính giữa là 1, các phần tử còn lại bằng 0 nên c là cột trung tâm của ma trận nghịch đảo h' 1 ư u điểm của bộ lọc:

Nhược điểm của bộ lọc:

- Nhạy cảm với nhiễu tương ứng với vùng tín hiệu có biên độ nhỏ.

Ví dụ: cho kênh truyền có đáp ứng xung như hình 3.2.4.

Đáp ứng xung của kênh truyền được thể hiện qua các giá trị tại các thời điểm lấy mẫu, cụ thể là: h(-2) = 0.5, h(-1) = 0.0, h(0) = 1.0, h(1) = 0.0, h(2) = 0.1, h(3) = 0.2 Đối với bộ lọc ZF với 5 hệ số, ma trận đáp ứng xung kênh truyền được xác định dựa trên các giá trị này.

Ma trận nghịch đảo của ma trận này là

0.5729 0.3006 -0.0089 -0.0887 -0.0475 -0.1364 0.5149 0.2914 0.0270 -0.0887 0.Ĩ778 -0.0178 0.4911 0.2914 -0.0089 -0.1357 0.1091 -0.0178 0.5149 0.3006 0.1635 -0.1357 0.1778 -0.1364 0.5729 Vector hệ số bộ lọc chính là cột trung tâm của ma trận nghịch đảo. c = [ -0.0089 0.2914 0.4911 -0.0178 0.1778]

Kiểm tra lại kết quả ta lấy c nhân tích chập với h(t) z = c*h(t)= [ -0.0089 0.2914 0.4911 -0.0178 0.1778]*[0.5-0.8 1.4 0.7-0.6

Kết quả cho thấy tại z(0) có giá trị bằng 1, trong khi xung quanh z(0) có giá trị bằng 0 Số lượng giá trị bằng 0 là N, trong đó độ dài bộ lọc được xác định bởi công thức 2*N + 1.

Nhận xét: Phưcmg pháp lọc ép không không tính đến ảnh hưởng của nhiễu

Sự ứng dụng của kỹ thuật OFDM ở Việt Nam

Thuật ngữ mạng internet băng rộng ADSL đã trở nên quen thuộc ở Việt Nam, nhưng ít ai biết rằng tốc độ đường truyền trong hệ thống ADSL được nâng cao nhờ công nghệ OFDM Kỹ thuật điều chế đa sóng mang và khả năng chồng phổ giữa các sóng mang đã giúp tăng đáng kể tốc độ truyền dẫn so với các mạng internet thông thường.

Tại Việt Nam, bên cạnh việc sử dụng phổ biến mạng ADSL cho dịch vụ internet, các hệ thống thông tin vô tuyến như DVB-T cũng đang được khai thác Trong tương lai gần, các hệ thống phát thanh số như DAB và DRM sẽ được ứng dụng rộng rãi Hơn nữa, các mạng thông tin máy tính không dây như HiperLAN/2 và IEEE 802.11 cũng sẽ được phát triển mạnh mẽ Kỹ thuật OFDM trở thành nền tảng quan trọng cho các phương pháp truyền dẫn vô tuyến, mang lại giá trị thiết thực không chỉ trên toàn cầu mà còn trong nước.

Phương pháp điều chế đa sóng mang trực giao OFDM

Trong hệ thống thông tin vô tuyến, kênh truyền gây ra các vấn đề như trễ truyền dẫn, suy hao tín hiệu, lệch đồng bộ tần số và thời gian, cùng với nhiễu ISI và ICI Để giảm thiểu méo và nhiễu, việc ước lượng và cân bằng kênh ở phía thu là cần thiết Mục tiêu của ước lượng kênh là khôi phục thông tin truyền tải, trong khi cân bằng kênh giúp loại bỏ méo do suy hao, san phẳng các hiệu ứng fading và loại bỏ nhiễu ISI từ phân tập đa đường.

Mục đích của ước lượng kênh là khôi phục thông tin kênh truyền tại máy thu, bao gồm trễ truyền dẫn, hệ số suy hao và thông tin về dịch tan Doppler, nhằm triệt tiêu nhiễu do kênh truyền gây ra Trong hệ thống thông tin vô tuyến, nhiễu đa đường là không thể tránh khỏi do tính chất phân tập đa đường của kênh, gây méo tín hiệu và làm khó khăn trong việc khôi phục thông tin ban đầu nếu không có thông tin trạng thái kênh truyền (CSI) chính xác Phần này sẽ xem xét một số phương pháp tính toán và ước lượng kênh truyền.

Phần Header, hay còn gọi là tiêu đề, chứa thông tin cần thiết để đồng bộ và ước lượng kênh, ký hiệu là xp(t) Các thông tin trong tiêu đề có thể được biết trước từ cả hai phía phát và thu Trong khi đó, phần Payload chứa dữ liệu người sử dụng xd(t), thông tin này bên thu chưa biết và nhiệm vụ của bên thu là khôi phục tín hiệu nhận được đúng như bên phát đã truyền đi.

Từ phương trình (3.1.2), có thể nhận thấy rằng tín hiệu bên thu Y(ja>) đã được biết trước, điều này cho phép chúng ta khôi phục tín hiệu đã được truyền đi một cách hiệu quả.

H(jco) = Y(jcu) / X(jco) thể hiện mối liên hệ hai chiều, yêu cầu các hệ thống thông tin phải được thiết kế để tính toán H(jco) và X(jco) một cách lần lượt, trong đó H(jcu) luôn được tính trước Việc sử dụng cấu trúc khung truyền gồm hai phần: phần tiêu đề và phần dữ liệu, như trong bảng 3.1.1, cho phép thực hiện quá trình này Thông tin trong phần tiêu đề chứa các thông tin dẫn đường (pilot, ký hiệu là xp(t)) đã được nhận biết trước bởi bên thu Tín hiệu thu được Yp(jco) cho phép tính H(jco) thông qua phương trình H(jco) = Yp(jco) / Xp(jco) Phần còn lại của khung chứa thông tin người sử dụng tương ứng với dữ liệu Xd(jco) sẽ được tính toán theo phương trình.

Phương pháp ước lượng kênh trong miền thời gian, hay còn gọi là phương pháp giải chập, thực hiện đơn giản bằng cách tính trực tiếp từ phương trình h(t) = yp(t)/xp(t) Phép chia đa thức này cho phép xác định các đặc tính của kênh truyền một cách hiệu quả.

Tín hiệu nhận được trong ví dụ là yp(t) = [2.1 -6.4 7.4 -4.7 5.5 -6.4 2], trong khi tín hiệu phát là xp(t) = [3 -4 2 -1 5] Để tính đáp ứng xung của kênh truyền, chúng ta sẽ áp dụng phương pháp tính trong miền tần số.

Khi tín hiệu Xp(t) ngắn hơn tín hiệu yp(t), cần thêm số 0 vào Xp(t) để đạt độ dài bằng yp(t) khi chuyển sang miền tần số Đáp ứng xung của kênh truyền trong miền tần số được tính toán dựa trên điều này.

Bộ lọc thích ứng cần bù trừ cho các thay đổi của kênh truyền do tính chất phụ thuộc vào thời gian và tần số, yêu cầu các thuật toán đặc biệt để liên tục cập nhật sự thay đổi của kênh và điều chỉnh hệ số bộ lọc Các thuật toán này thường được so sánh dựa trên tốc độ hội tụ, độ chính xác trong quyết định và độ phức tạp tính toán Một số thuật toán phổ biến trong loại bộ lọc này bao gồm LMS (Least Mean Square), RMS (Recursive Mean Square) và bộ lọc Kalman.

Cân bằng kênh được thực hiện tại bên thu nhằm khôi phục lại tín hiệu xịt từ tín hiệu thu được y(t) Quá trình này sử dụng một bộ lọc g(t) như được minh họa trong Hình 3.2.1.

Tín hiệu đầu ra từ bộ cân bằng z(t) chính là tín hiệu phát x(í) Để bộ cân bằng kênh lý tưởng hoạt động hiệu quả, nó cần đáp ứng điều kiện hự )* g(t) = ổ(t), hay H (jcử)-C(jú)) = 1.

Kỹ thuật cân bằng kênh thực chất là kỹ thuật khôi phục kênh truyền H (channel estimation) Trong các hệ thống thực tế, cách hiểu về cân bằng kênh có thể khác một chút; cụ thể, cân bằng kênh liên quan đến việc tính toán c, trong khi kỹ thuật ước lượng kênh tập trung vào việc tính trực tiếp giá trị của H.

Các bộ cân băng và ước lượng kênh truyền có hai dạng chính: Preset (Thiết lập trước) và Adaptive (Thích ứng) Trong trường hợp Preset, các tham số của bộ cân bằng được điều chỉnh thông qua việc đo đạc đáp ứng xung và giải các phương trình dựa trên kết quả đo Ngược lại, bộ cân băng thích ứng tự động điều chỉnh bằng cách gửi các tín hiệu đã biết qua kênh, cho phép nó điều chỉnh các hệ số dựa trên tín hiệu đó.

Đáp ứng xung của kênh truyền được thể hiện qua các giá trị tại các thời điểm lấy mẫu như sau: h(-2) = 0.5, h(-1) = 1.00, h(0) = 0, h(1) = 0, h(2) = 0.1, h(3) = 0.2 Đối với bộ lọc ZF với 5 hệ số, ma trận đáp ứng xung kênh truyền được xác định rõ ràng.

Kết quả cho thấy tại z(0) có giá trị bằng 1, trong khi xung quanh z(0) có giá trị bằng 0 Số giá trị bằng 0 tương ứng với N, và độ dài bộ lọc được xác định bởi công thức 2*N+1.

Hệ thống thu - giải mã tín hiệu OFDM

Trong hệ thống thông tin vô tuyến, kênh truyền gây ra các vấn đề như trễ truyền dẫn, suy hao tín hiệu và nhiễu do hiệu ứng Doppler và phân tập đa đường Để giảm thiểu méo và nhiễu, cần thực hiện ước lượng và cân bằng kênh ở phía thu Mục tiêu của ước lượng kênh là khôi phục thông tin kênh truyền, trong khi cân bằng kênh giúp loại bỏ méo do suy hao, san phẳng các hiệu ứng fading và loại bỏ nhiễu ISI từ phân tập đa đường.

Mục đích của ước lượng kênh là khôi phục thông tin kênh truyền tại máy thu, bao gồm trễ truyền dẫn, hệ số suy hao và thông tin về dịch tan Doppler, nhằm triệt tiêu nhiễu do kênh truyền gây ra Trong các hệ thống thông tin vô tuyến, nhiễu đa đường là điều không thể tránh khỏi do tính chất phân tập của kênh, làm méo tín hiệu phát đi và cản trở việc khôi phục thông tin ban đầu nếu không có thông tin trạng thái kênh truyền (CSI) chính xác Phần này sẽ xem xét một số phương pháp tính toán và ước lượng kênh truyền.

Phần Header, hay còn gọi là tiêu đề, chứa các thông tin cần thiết để đồng bộ và ước lượng kênh, được ký hiệu là xp(t) Những thông tin trong phần tiêu đề này có thể được biết trước ở cả hai phía phát và thu Trong khi đó, phần Payload là nơi chứa dữ liệu người sử dụng xd(t), thông tin này bên thu chưa biết, và nhiệm vụ của bên thu là khôi phục tín hiệu nhận được đúng như bên phát đã gửi đi.

Từ phương trình (3.1.2), có thể nhận thấy rằng Y(ja>) là tín hiệu bên thu đã được nhận, do đó việc khôi phục tín hiệu đã truyền đi trở nên khả thi.

Mối liên hệ giữa H(jco) và X(jco) là hai chiều, yêu cầu thiết kế hệ thống thông tin để tính toán lần lượt cả hai giá trị này H(jù) cần được tính trước X(jco) Việc sử dụng cấu trúc khung truyền gồm phần tiêu đề và dữ liệu, như trong bảng 3.1.1, cho phép thực hiện quá trình này Phần tiêu đề chứa thông tin dẫn đường (pilot) x p(t), đã được bên thu nhận biết trước Tín hiệu thu được Yp(jco) cho phép tính H(jco) qua phương trình H(jco) = Yp(jco)/X p(jco) Phần còn lại của khung chứa thông tin người sử dụng tương ứng với dữ liệu X d(jco), sẽ được tính toán theo phương trình.

Phương pháp ước lượng kênh trong miền thời gian, còn được gọi là phương pháp chia đa thức, cho phép tính toán trực tiếp từ phương trình h(t) = yp(t)/xp(t).

Tín hiệu nhận được yp(t) = [2.1 -6.4 7.4 -4.7 5.5 -6.4 2] và tín hiệu phát xp(t) = [3 -4 2 -1 5] Để tính đáp ứng xung của kênh truyền, chúng ta áp dụng phương pháp tính trong miền tần số.

Khi tín hiệu Xp(t) có độ dài ngắn hơn tín hiệu yp(t), cần thêm 0 vào Xp(t) để đảm bảo độ dài bằng với yp(t) khi chuyển sang miền tần số Đáp ứng xung của kênh truyền trong miền tần số sẽ được tính toán dựa trên điều này.

Bộ lọc thích ứng cần bù trừ cho các thay đổi trong kênh truyền do tính chất phụ thuộc thời gian và tần số, yêu cầu các thuật toán đặc biệt để cập nhật liên tục các hệ số bộ lọc Các thuật toán này thường được so sánh dựa trên tốc độ hội tụ, độ chính xác trong ra quyết định, và độ phức tạp tính toán Một số thuật toán phổ biến trong loại bộ lọc này bao gồm LMS (Least Mean Square), RMS (Recursive Mean Square) và bộ lọc Kalman.

Cân bằng kênh được thực hiện tại bên thu nhằm khôi phục tín hiệu xịt từ tín hiệu thu được y(t) thông qua việc sử dụng bộ lọc g(t), như minh họa trong Hình 3.2.1.

Tín hiệu thu được từ bộ cân bằng z(t) chính là tín hiệu phát ra x(t) Vì vậy, bộ cân bằng kênh lý tưởng cần phải đáp ứng điều kiện hự )* g(t) = ổ(t) hay H(jω) - C(jω) = 1.

Kỹ thuật cân bằng kênh thực chất là quá trình khôi phục kênh truyền H (channel estimation) Tuy nhiên, trong các hệ thống thực tế, ý nghĩa của cân bằng kênh có thể khác một chút Cân bằng kênh liên quan đến việc tính toán các thông số, trong khi kỹ thuật ước lượng kênh tập trung vào việc xác định trực tiếp giá trị của kênh.

Các bộ cân băng và ước lượng kênh truyền được chia thành hai loại chính: Preset (Thiết lập trước) và Adaptive (Thích ứng) Trong trường hợp Preset, các tham số của bộ cân bằng được điều chỉnh thông qua việc đo đáp ứng xung và giải các phương trình dựa trên kết quả đo Ngược lại, bộ cân bằng thích ứng tự động điều chỉnh bằng cách gửi các tín hiệu đã biết qua kênh, cho phép bộ cân bằng tự động thay đổi các hệ số dựa trên tín hiệu đó.

Đáp ứng xung của kênh truyền được xác định qua các giá trị tại các thời điểm lấy mẫu, với h(-2) = 0.5, h(-1) = 1.00, h(0) = 0, h(1) = -0.3, h(2) = 0.1, và h(3) = 0.2 Trong trường hợp sử dụng bộ lọc ZF với 5 hệ số, ma trận đáp ứng xung của kênh truyền sẽ được tính toán dựa trên các giá trị này.

Kết quả cho thấy tại z(0) có giá trị bằng 1, trong khi các giá trị xung quanh z(0) đều bằng 0 Số lượng giá trị bằng 0 này chính là N, trong đó độ dài bộ lọc được xác định là 2*N+1.

QUẢN LÝ TÀI NGUYÊN VÔ TUYẾN VÀ ĐIỀU KHIẾN ĐA TRUY NHẬP CHO MẠNG THÔNG TIN VÔ TUYẾN 1 67 6.1 Khái niệm về quản lý tài nguyên vô tuyến

Các phương pháp điều khiển đa truy nhập trong mạng thông tin vô tu y ế n

Phân loại các phương pháp điều khiển đa truy nhập trong lớp MAC được trình bày trong tài liệu [Wal2010], bao gồm hai nhóm cơ bản: phương pháp điều khiển không cạnh tranh (contention-free) và phương pháp điều khiển cạnh tranh (contention-based) Phương pháp không cạnh tranh không dựa vào sự tranh chấp tài nguyên giữa các người sử dụng, trong khi phương pháp cạnh tranh dựa trên sự cạnh tranh tài nguyên của các tham gia mạng Sự cạnh tranh này được thực hiện thông qua các cơ chế giảm nhiễu, tránh va chạm và tăng băng thông cho mạng.

*-► CSMA/CA -► TDMA Token I passing I

Hình 6.2.1: Phân loại các phương pháp điền khiển đa truy nhập cho các mạng máy tính và mạng thông tin vô tuyến [Waỉ2010]

Contention Based: Dựa vậo tranh cấp; Contention - free: Thù tục không dựa vào tranh châp; Fixed assignment: cấp phát cố định;

Dynamic assignmet: cấp phát động

Cơ chế điều khiển không cạnh tranh được chia thành hai nhóm chính: điều khiển cấp phát kênh cố định (FCA) và điều khiển cấp phát kênh động (DCA) Phương pháp FCA cấp phát kênh trước khi bắt đầu phiên truyền dẫn và giữ nguyên trong suốt quá trình, trong khi DCA cho phép điều chỉnh cấp phát kênh theo bản đồ nhiễu và chất lượng kênh trong thời gian thực.

Ngoài ra, có hai phương pháp điều khiển kênh chính là điều khiển kênh tập trung và điều khiển kênh phân bố Trong các mạng adhoc, việc quyết định sử dụng kênh truyền được thực hiện bởi chính người tham gia mạng.

Các phương pháp điều khiển đa truy nhập trong mạng máy tính bao gồm ALOHA và CSMA, đã được trình bày chi tiết trong bài giảng của PGS TS Nguyễn Hữu Thanh Ngoài ra, các phương pháp truyền thống cho mạng vô tuyến như TDMA, FDMA và CDMA cũng được đề cập trong môn học thông tin số Trong giáo trình này, chúng tôi sẽ tập trung vào các vấn đề liên quan đến điều khiển đa truy nhập cho mạng vô tuyến.

Dưới đây trình bày các phương pháp điều khiển đa truy nhập tiên tiếng dừ dụng cho mạng wifi, mạng di động 3G và 4G.

6.2.1 vấn đề nút ẩn (hidden node)

==► D = hidden node ỉĩinh 6.2.2: Minh họa về hiện tượng nút ẩn

Trong kịch bản mô phỏng, có hai cặp thu phát tín hiệu A-B và C-D, với A phát tín hiệu cho B và D muốn truyền tín hiệu cho C Do A và D nằm quá xa nhau, nên chúng không thể dò được tín hiệu của nhau Ngược lại, B và C lại ở gần nhau, khiến chúng dễ bị ảnh hưởng bởi can nhiễu từ hoạt động của máy phát đối phương.

Máy phát D nằm trong vùng ảnh hưởng của máy thu B nhưng quá xa A để có thể dò kênh truyền AB Khi D phát tín hiệu cho c, sẽ gây can nhiễu cho B, khiến D trở thành nút ẩn đối với cặp thu phát A và B Hiện tượng nút ẩn này gây ra can nhiễu cho các cặp thu phát đang hoạt động, dẫn đến giảm thông lượng mạng.

6.2.2 vẩn đề nút hiện (exposed /tode)

Hình 6.2.3: Minh họa về hiện tượng nút hiện

Trong kịch bản giả thiết, máy phát B đang truyền dữ liệu cho A, trong khi máy phát C muốn thiết lập đường truyền dữ liệu cho D B và C nằm quá gần nhau, trong khi A và D lại cách xa nhau Điều này có nghĩa là B và C có thể nghe thấy nhau, nhưng A và D thì không Mặc dù C nằm trong phạm vi của B, nhưng lại bị ảnh hưởng bởi A, dẫn đến việc B cấm C truyền dữ liệu tới D Tuy nhiên, việc cấm này là không cần thiết vì C nằm ngoài phạm vi nghe của A, do đó C không ảnh hưởng đến A khi truyền dữ liệu cho D C là nút hiện đối với cặp thu phát AB, và hiện tượng nút hiện này làm giảm dung lượng của mạng.

6.2.3 Phương pháp để tránh vẩn đề nút ẩn và nút hiện trong thủ tục CSMA/CA

Để giải quyết vấn đề nút ẩn trong thủ tục CSMA/CA, máy phát Tx(A) gửi tín hiệu yêu cầu gửi dữ liệu RTS (request to send) đến máy thu Rx(B) Tín hiệu RTS này có chức năng thông báo yêu cầu thiết lập kênh truyền giữa A và B Nếu máy thu B ở chế độ sẵn sàng và nhận được tín hiệu RTS, nó sẽ phản hồi bằng cách gửi tín hiệu CTS đến máy phát A.

TS là tín hiệu bảo vệ B khỏi các máy phát khác không phải A trong vùng nghe của B, nhằm giảm thiểu nguy cơ nhiễu Khi máy phát Tx(D) nhận được CTS từ B, Tx(D) không được phép gửi dữ liệu Trong các trường hợp khác, D có thể phát dữ liệu vì nằm ngoài vùng nghe của B.

Hình 6.2.4: Giải quyết vấn đề nút ấn bằng thủ tục RTS/CTS

Giải quyết vẩn đề nút hiện (Exposed node):

Hình 6.2.5: Giãi quyết vấn đề nút hiện bằng thủ tục RTS/CTS

Cặp báo hiệu RTS và CTS đóng vai trò quan trọng trong việc giải quyết vấn đề nút hiện Như minh họa trong hình 6.2.5, nếu Tx(C) nhận được tín hiệu RTS từ Tx(B) nhưng không nhận CTS từ Tx(A), Tx(C) sẽ được phép truyền dữ liệu tới Rx(D).

6.2.4 Phương pháp đa truy nhập dựa trên các sóng mang trực giao OFDMA k = 1 : N o f O F D M S y m b o l s

Hình 6.2.6 Ví dụ phân kênh khi có nhiều người dùng

Phương pháp điều khiển đa truy nhập đa sóng mang trực giao OFDMA (OFDM access) sử dụng cơ chế sóng mang trực giao để cấp phát kênh cho người sử dụng Trong hệ thống này, người dùng được phân bổ kênh trên một nhóm sóng mang và trong một nhóm khe thời gian nhất định Việc lựa chọn nhóm sóng mang và khe thời gian được thực hiện dựa trên thông tin trạng thái kênh truyền và bản đồ nhiễu của hệ thống.

Hình 6.2.7: Hình ảnh thông tin trọng thái kênh truyền lủm cơ sờ cho việc phân cấp kênh động trong hệ thống OFDMA.

Kiến trúc hệ thống OFDMA được mô tả trong hình 6.2.8, trong đó việc ánh xạ dữ liệu của các thuê bao lên các sóng mang phù hợp được thực hiện tại lớp MAC Sau đó, dữ liệu được tách ra ở phía bên thu, với điều kiện thông tin về việc chiếm giữ các sóng mang con và các khe thời gian đã được biết trước tại bên thu.

Máy phát (BS ờ chế độ phát)

Hình 6.2.8: Kiến trúc hệ thống truyền thông đa sóng mang đa người sừdụng

Trong mạng di động 4G-LTE và LTE-A, công nghệ OFDMA được áp dụng cho hướng downlink vì tín hiệu thu được từ mỗi thuê bao được xử lý độc lập, giúp giảm thiểu ảnh hưởng của độ trễ truyền dẫn Điều này làm cho việc đồng bộ hóa trong downlink trở nên đơn giản hơn so với uplink Ngược lại, uplink gặp phải thách thức về độ trễ khác nhau giữa các thuê bao, yêu cầu đồng bộ hóa phức tạp hơn, do đó mạng LTE chọn công nghệ SC-FDMA cho đa truy nhập hướng lên.

Câu hỏi

Phân biện phương pháp đa truy nhập CSMA/CD với phương pháp đa truy nhập CSMA/CA

Nêu lý do việc lựa chọn công nghệ đa truy nhập OFDMA cho mạng LTE hướng xuông, trong khi hướng lên lại lựa chọn công nghệ SC-FDMA.

Phương pháp điều khiển đa truy nhập dựa trên cơ chế cạnh tranh (contention-based) cho phép nhiều thiết bị cùng truy cập vào kênh truyền thông, dẫn đến khả năng xung đột và mất gói tin Ngược lại, phương pháp điều khiển đa truy nhập không cạnh tranh (contention-free) đảm bảo rằng chỉ một thiết bị được phép truyền dữ liệu tại một thời điểm, giúp tăng cường hiệu suất và giảm thiểu xung đột Sự khác biệt chính giữa hai phương pháp này nằm ở cách thức quản lý truy cập kênh, ảnh hưởng đến hiệu quả truyền tải dữ liệu trong các mạng truyền thông.

Nêu ảnh hường của hiện tượng nút ẩn và nút hiện đối với mạng di động, phương pháp khẳc phục?

MỘT SÓ KIẾN THỨC c ơ BẢN VÈ LÝ THUYẾT XÁC SUẤT

A Ỉ Các công thức cơ bản để tính xác suất

• Xác suất tương đối của một sự kiện ak hN(ak) =

(A.1.1) trong đó n N (ak ) : số lần sự kiện ak trong N phép thử.

Trong trường hợp số lần phép thử N tiến tới vô cùng thì xác suất tương đối tiến tới giá trị xác suất của sự kiện đỏ

Với u là tập tất cả các sự kiện ak, ư = {ax, ,aK}, thì

Xác suất liên hợp giữa hai biến xác suất W và u2 đại diện cho xác suất xảy ra đồng thời của chúng Khi tính tổng xác suất liên hợp cho tất cả các sự kiện có thể xảy ra của một biến, kết quả thu được sẽ là xác suất độc lập của biến còn lại Điều này có thể được diễn đạt bằng công thức: P(uì, uỉ) = P(uí) (A.1.5) u2.

Xác suất điều kiện là xác suất xảy ra của một sự kiện khi một sự kiện khác đã xảy ra, được ký hiệu là P(M | ô) Trong ký hiệu này, P(Uị | u2) thể hiện xác suất của sự kiện w xảy ra dưới điều kiện sự kiện u2 đã xảy ra.

180 với điều kiện là sự kiện u2 đã xảy ra trước đó Tính chất của xác suất điều kiện được thể hiện ở phương trình sau: ỵ j P(u]/ u 2) = \ ' (A.1.6) u \

Quan hệ giữa xác suất liên họp, xác suất điều kiện và xác suất độc lập

P (m,,u 2) = P(u{ /u2) • P(u2) = P(u2 / Mị) • P (m,) (A 1.7) Công thức của Bayes

/>(ô,) Hàm m ật độ xác suất của một biến xác suất X có tính chất sau Ị p x(x)dx = 1 (A.1.9)

Hàm phân bố xác suất được định nghĩa là tích phân của hàm mật độ xác suất từ — 00 đến một giá trị X nào đó

-0 0 Đối với xác suất liên họp ta có quan hệ sau:

Tính kỳ vọng (giá trị trung bình xác suất) của một biến xác suất:

Kỳ vọng của một hàm xác suất

Kỳ vọng của một hàm xác suất liên họp

• Một số phép tính với kỳ vọng

• Định nghĩa moment bậc n của một biến xác suất

Moment bậc một của một biến xác suất là kỳ vọng của biến xác suât đó mx = E[x] (A.1.18)

• Moment trung tâm bậc n cùa một biến xác suất ti„ = E [ { x -m xy ] (A.1.19)

• Độ lệch chuẩn của một biến xác suất (Standard deviation)

A.2 Các hàm tương quan của các quá trình xác suất

Hàm tưcmg quan đánh giá sự tương quan (có thể hiểu là sự liên hệ với nhau) của hai quá trình xác suất.

• Định nghĩa của hàm tương quan chéo của hai quá trình xác suất

• Hàm tự tương quan của một quá trình xác suất

Tính chất của hàm tự tương quan:

• Hệ số tự tương quan n j r ) = R-Á I ) : mị ơ x

• Hệ số tự tương quan chéo

Hai quá trình được coi là không tương quan khi hệ số tương quan chéo của chúng bằng 0 Tất cả các quá trình độc lập xác suất đều không tương quan, nhưng không phải tất cả các quá trình không tương quan đều độc lập.

• Mối quan hệ giữa mật độ phổ năng lượng và hàm tự tương quan của một quá trình xác suất

Quá trình được coi là ergodic khi giá trị trung bình theo thời gian tương đương với giá trị trung bình xác suất (kỳ vọng) của quá trình đó.

Trị trung bình thời gian của một quá trình xác suất được tính toán như phương trình (A.3.1)

-T Điều kiện để quá trình xác suất X là ergodỉc là

A.4.Ỉ Quá trình dừng theo nghĩa hẹp (strict-sense stationary (SSS)).

Một quá trình xác suất ệ(t) được coi là quá trình dừng theo nghĩa hẹp khi tính chất xác suất của nó không phụ thuộc vào sự dịch chuyển thời gian Cụ thể, hai quá trình xác suất ậ(t) và ệ(t + c) hoàn toàn giống nhau đối với mọi giá trị c.

A.4.2 Quả trình dừng theo nghĩa rộng (wide-sense stationary (WSS))

Một quá trình xác suất ệ (t) được định nghĩa là một quá trình dừng theo nghĩa rộng nếu nó thỏa mãn hai điều kiện sau đây.

• Kỳ vọng của nó là hàng sô

• Hàm tự tương quan chỉ phụ thuộc vào độ dịch thời gian Điều này có nghĩa là

PHỤ LỤC B LỜI GIẢI CÁC BÀI TẬP

Bài tập 2.1 a) Bề rộng độ ổn định tần số (A f)c của kênh được tính toán theo phương trình (1.4 ỉ ) như sau: b) c )

Do hệ thống sử dụng đơn sóng mang, bề rộng kênh truyền dẫn bằng toàn bộ bề rộng băng tần của hệ thống ( 5 = 2 0 M H z) Rõ ràng là

B ằ (A /)r , do vậy kờnh là phụ thuộc nhiều vào tần số.

Hệ thống sử dụng đa sóng mang với 64 sóng mang phụ, mỗi băng sóng mang phụ có bề rộng B0 = B / 64, tương đương 0.31 MHz Trong trường hợp này, bề rộng độ ổn định tần số của kênh lớn hơn nhiều so với bề rộng của một sóng mang phụ, tức là (Ạ/')c ằ B0 Do đó, trên mỗi băng sóng mang phụ, kênh vô tuyến gần như không phụ thuộc vào tần số, tạo thành kênh fading phẳng (flat fading channel).

Bài tập 2.2 a) Tần số Doppler lớn nhất được tính như ở phựơng trình (2.5.2) và được viết lại như sau

Bề rộng ổn định về thời gian của kênh được tính như ở phương trình (2.7.1) đữợc viết lại như sau:

(B.3) b) Trong trường hợp hệ thống sừ dụng đơn sóng mang, độ dài của một mẫu tín hiệu cùa hệ thống là 7 = 1 / 5 = 50 n s Rõ ràng trong trường

Trong hệ thống thiết kế sử dụng đa sóng mang, bề rộng của một mẫu tín hiệu sẽ tăng gấp N lần so với trường hợp điều chế đơn sóng mang, với N là số sóng mang phụ Do đó, thời gian Ts được tính là 3,2|0.s, và kênh gần như không phụ thuộc vào thời gian trong khung cửa sổ quan sát của một mẫu tín hiệu Tuy nhiên, nếu số sóng mang được tăng lên một mức nào đó, kênh sẽ trở nên phụ thuộc vào thời gian, dẫn đến giảm chất lượng của máy thu.

Với tín hiệu phát là xung Dỉrac, x(0 = S{t) , khi đó tín hiệu thu được viết lại là y{t) = x(t)*h{T) (B.4)

Tín hiệu thu được là đáp ứng xung của kênh.

Với tín hiệu phát là x(t) là hàm số mũ e~J

Tiêu đề	Thông Tin Vô Tuyến
Tác giả	Nguyễn Văn Đức, Vũ Văn Yêm, Nguyễn Quốc Khương
Trường học	Đại học Quy Nhơn
Chuyên ngành	Thông tin vô tuyến
Thể loại	Giáo trình
Năm xuất bản	2006
Thành phố	Quy Nhơn

Định dạng
Số trang	228
Dung lượng	5,34 MB