Đồ án tốt nghiệp ứng dụng công nghệ cdma trong thông tin di động

Hệ thống trải phổ trực tiếp (ds/ss)

Các hệ thống DS/SS - BPSK

a Máy phát DS/SS - BPSK

Ta có thể biểu diễn các bản tin nhận các giá trị  1 nh sau: b(t) = ∑ k=−∞

Trong đó bk = 1 là bit số liệu thứ k và T là độ rộng xung (tốc độ số liệu là 1/T bit/s) Tín hiệu b(t) đợc trải phổ bằng tín hiệu PN c(t) bằng cách nhân hai tín hiệu này với nhau Tín hiệu nhận đợc b(t).c(t) sau đó sẽ đợc điều chế cho sóng mang sử dụng BPSK, cho ta tín hiệu DS/SS - BPSK xác định theo công thức: s(t) = Ab(t).c(t)cos(2fct + )

Trong đó A là biên độ, fc tần số sóng mang,  là pha của sóng mang.Trong rất nhiều ứng dụng một bản tin bằng một chu kỳ của tín hiệu PN,nghĩa là T = NTc Trong trờng hợp hình 1.1 ta sử dụng N = 7 Ta có thể thấy rằng tích của b(t).c(t) cũng là một tín hiệu cơ số hai có biên độ là 1, có cùng tần số với tín hiệu PN.

Khôi phục sóng mang Đồng bộ tín hiệu PN Bộ tạo tín hiệu

T ti ti dt cos(2fet + ') s(t - ) = Ab(t - )c(t - ) ti cos(2fet + ') c(t - ) zi + -

1 hay -1 w(t) b Máy thu DS/SS - BPSK

Mục đích của máy thu là lấy ra bản tin b(t) (số liệu {bi} từ tín hiệu thu đợc bao gồm cả tín hiệu đợc phát cộng với tạp âm) Do tồn tại trễ truyền lan  nên tín hiệu thu đợc là: s(t - ) = Ab(t - ).c(t - )cos[2fc(t - ) + '] + n(t)] + n(t)

Trong đó n(t) là tạp âm của kênh và đầu vào máy thu Để mô tả lại quá trình khôi phục lại bản tin ta giả thiết không có tạp âm Trớc hết tín hiệu đợc giải trải phổ để đa từ băng tần rộng về băng tần hẹp sau đó nó đợc giải điều chế để nhận đợc tín hiệu băng gốc Để giải trải phổ, tín hiệu thu đợc nhân với tín hiệu (đồng bộ) PN(t - ) đợc tạo ra ở máy thu Ta đợc: w(t) = Ab(t - )c 2 (t - )cos(2fct + '] + n(t)) = Ab(t - )cos(2fc + '] + n(t))

Vì c(t) = 1 trong đó '] + n(t) =  - 2fc Tín hiệu nhận đợc là một tín hiệu băng hẹp với độ rộng băng tần là 2/T Để giải điều chế ta giả thiết rằng máy thu biết đợc pha '] + n(t) và tần số fc cũng nh điểm khởi đầu của từng bit Một bộ giải điều chế bao gồm một bộ tơng quan, đi sau là một thiết bị đánh giá ng- ỡng Để tách ra bit số liệu thứ i, bộ tơng quan phải tính toán. zi =  w ( t ) cos ( 2 Πf c t +θ ' ) dt

Trong đó ti = iT +  là thời điểm bắt đầu của bit thứ i Vì b(t - ) là +1 hoặc -1 trong thời gian một bit Thành phần thứ nhất tích phân sẽ cho ta T hoặc -T Thành phần thứ hai là thành phần nhân đôi tần số nên sau tích phân bằng 0 Vậy kết quả cho là AT/2 hoặc -AT/1 Cho kết quả này qua thiết bị đánh giá ngỡng ta đợc đầu ra là cơ số hai Ngoài thành phần tín hiệu AT/2, đầu ra của bộ tích phân cũng có tạp âm nên có thể gây ra lỗi.

Hình 1.2 Sơ đồ khối của máy thu DS/SS - BPSK

Tín hiệu PN đóng vai trò nh một mã đã biết trớc ở máy thu chủ định do đó nó có thể khôi phục bản tin, còn với các máy thu khác thì nhìn thấy một tín hiệu ngẫu nhiên 1. Để máy thu có thể khôi phục đợc bản tin thì máy thu phải đồng bộ với tín hiệu thu đợc Quá trình xác định đợc  là quá trình đồng bộ, thờng đợc thực hiện hai bớc bắt và bám Quá trình nhận đợc ti đợc gọi là quá trình khôi phục đồng hồ (định thời) (STR Symbol Timing Recovery) Quá trình nhận đợc '] + n(t) (cũng nh fc) là quá trình khôi phục sóng mang. c Mật độ phổ công suất

Xét mật độ phổ công suất PSD (Power Spectral Density) của các tín hiệu ở các điểm khác nhau trong máy phát và máy thu.

Giả sử mô hình bản tin và tín hiệu PN nh là các tín hiệu cơ số hai ngẫu nhiên (mỗi bit hay chip nhận các giá trị +1 hoặc -1 với xác suất nh nhau) Bản tin (với biên độ 1) có tốc độ bit 1/T bit/s và PSD.

b(f) = TSinc 2 (fT) có độ rộng băng tần 1/T Hz; còn tín hiệu PN (với biên độ là 1) có tốc độ chip 1/Tc và PSD là:

Với độ rộng băng tần 1/T Hz Vì T/Tc là một số nguyên và vì khởi đầu của mỗi bit b(t) trùng với khởi đầu của chip c(t) nên tích b(t) c(t) có PSD nh sau:

Có độ rộng băng tần là 1/Tc Hz giống nh độ rộng băng tần của c(t) Vì thế quá trình trải phổ sẽ tăng độ rộng băng tần lên Tc/T = N lần, thông thờng giá trị này thờng rất lớn Điều chế sóng mang chuyển đổi tín hiệu băng gốc b(t)c(t) vào tín hiệu băng thông s(t) có PSD là:

-1/Tc -1/T 1/T -1/Tc f a PSD của bản tin và tín hiệu PN

S(f) §é réng b¨ng tÇn 2/Tc A2Tc/4

-fc fc b PSD của tín hiệu DS/SS - BPSK b PSD của tín hiệu w(t) w(f)

Hình1.3 PSD của bản tin, tín hiệu ON và tín hiệu DS/SS-BPSK ở máy thu tín hiệu s(t - ) là phiên bản của tín hiệu DS s(t) Nên PSD của nó cũng giống nh PSD của tín hiệu s(t) vì trễ không làm thay đổi phân bố công suất ở vùng tần số Ngoài ra PSD của c(t - ) cũng giống PSD của c(t).

Sau khi trải phổ ta đợc tín hiệu w(t) với PSD đợc xác định bởi:

Ta thấy rằng w(f) bây giờ có PSD băng hẹp với cùng dạng phổ nh b(t) nhng dịch trái và phải fc Độ rộng băng tần của w(t) là 2/T, gấp hai lần b(t).

4 { Sinc 2 ( ( f −f c ) T ) +Sinc 2 ( ( f + f c ) T ) } Điều này giống nh dự tính vì w(t) giống hệt nh phiên bản đợc điều chế của b(t).

Từ PSD của các tín hiệu khác ta thấy rằng PSD của b(t) đợc trải phổ bởi c(t) và sau đó đợc giải trải phổ bằng c(t - ) ở máy thu. d Độ lợi xử lý (PG) Độ lợi xử lý đợc định nghĩa là.

PG = Độ rộng băng tần của tín hiệu SS/2 (Độ rộng băng tần của bản tin) Độ lợi xử lý cho thấy tín hiệu bản tin phát đợc trải phổ bao nhiêu lần. Đây là một thông số chất lợng quan trọng của một hệ thống SS, vì PG cao có nghĩa là khả năng chống nhiễu tốt hơn. Đối với hệ thống DS/SS - BPSK, độ lợi xử lý (2/Tc)(2/T) = Tc/T = N.Chẳng hạn N = 1023, độ rộng bản tin của bản tin điều chế tăng 1023 lần bởi quá trình trải phổ và PG là 1023 hay 30,1dB.

Các hệ thống DS/SS - QPSK

Ngoài kiểu điều chế BPSK ngời ta còn sử dụng các kiểu điều chế khác nh QPSK hoặc MSK trong các hệ thống SS. a Máy phát

Sơ đồ trên gồm hai nhánh đồng pha và một nhánh vuông góc (hình vẽ). Tín hiệu DS/SS - QPSK có dạng: s(t) = sl(t) + s2(t) = -Ab(t)c1(t)sin(2fct + ) + Ab(t)c2(t)sin(2fct + )

Vậy tín hiệu s(t) có thể nhận 4 trạng thái pha khác nhau:

Tín hiệu DS/SS-QPSK s(t) = s1(t) + s2(t)

2 = 7/4; 3/4; 5/4; 3/4; 7/4; /4; 5/4; 3/4; 7/4Hình 1.4 Các dạng sóng ở hệ thống DS/SS-QPSK

1 hay -1 c1(t - ) - sin(2fet + ') c2(t - ) cos(2fet + ') b Máy thu

Các thành phần đồng pha và vuông góc đợc trải phổ độc lập với nhau bởi c1(t) và c2(t) Giả thiết  là thời gian trễ, tín hiệu vào sẽ là (nếu bỏ qua tạp ©m): s(t - ) = -Ab(t - )c1(t - )sin(2fct + '] + n(t)) + Ab(t - )c2(t - )cos(2fct + '] + n(t))

Trong đó '] + n(t) =  - 2fct Các tín hiệu trớc bộ cộng là:

Hình 1.5 Sơ đồ khối máy thu cho hệ thống DS/SS - QPSK u1(t) = Ab(t - )sin 2 (2fct+)- Ab(t - )c1(t-)c2(t-)sin(2fct+'] + n(t))cos(2fct+'] + n(t)) u2(t) = Ab(t - )cos 2 (2fct+)- Ab(t - )c1(t-)c2(t-)sin(2fct+'] + n(t))cos(2fct+'] + n(t)) Tổng của các tín hiệu trên đợc lấy tích phân ở khoảng thời gian một bit Kết quả cho ta: zi = AT nếu bản tin tơng ứng bằng 1 vì tất cả các thành phần tần số 2fc có giá trị trung bình bằng 0 Vì thế đầu ra bộ so sánh là 1 (mức logic).

Hai tín hiệu PN có thể là hai tín hiệu độc lập hay có thể đợc lấy từ cùng một tín hiệu PN.

Các hệ thống DS/SS có thể đợc sử dụng ở các cấu hình khác nhau Các hệ thống xét trên đợc sử dụng để phát một tín hiệu có tốc độ bit 1/T bit/s PG và độ rộng băng tần bị chiếm bởi tín hiệu DS/SS - QPSK phụ thuộc vào các tốc độ chip của c1(t) và c2(t) Ta cũng có thể sử dụng một hệ thống DS/SS - QPSK để phát hai tín hiệu số 1/T bit/s bằng cách để mỗi tín hiệu điều chế một nhánh. Một dạng khác có thể sử dụng một hệ thống DS/SS - QPSK để phát một tín hiệu số có tốc độ bit gấp đôi 2/T bit/s bằng cách chia tín hiệu số thành hai tín hiệu có tốc độ bit 1/T bit/s và để chúng điều chế một trong hai nhánh.

Tồn tại nhân tố đặc trng cho hiệu quả hoạt động của DS/SS - QPSK nh: độ rộng băng tần đợc sử dụng, PG tổng và SNR Khi so sánh DS/SS - QPSK với DS/SS - QPSK ta cần giữ một số thông số trên nh nhau ở cả hai hệ thống và so sánh các thông số khác Chẳng hạn một tín hiệu số đợc phát đi trong hệ

TÇn sè thống DS/SS - QPSK chỉ sử dụng độ rộng băng tần một nửa độ rộng băng tần của hệ thống DS/SS - QPSK khi có cùng PG và SNR Tuy nhiên nếu cả hai hệ thống đều sử dụng băng tần nh nhau và PG bằng nhau thì hệ thống DS/SS - QPSK có tỷ lỗi thấp hơn Mặt khác một hệ thống DS/SS - QPSK có thể phát gấp hai lần số liệu so với hệ thống DS/SS - QPSK khi sử dụng cùng độ rộng băng tần và có cùng PG và SNR. Ưu điểm của hệ thống DS/SS - QPSK có đợc là nhờ tính trực giao của các sóng mang sin(2fct + ) và cos(2fct + ) ở các thành phần đồng pha và vuông góc Nhợc điểm của hệ thống DS/SS - QPSK là phức tạp hơn hệ thốngDS/SS - QPSK Ngoài ra nếu các sóng mang sử dụng để giải điều chế ở máy thu không thực sự trực giao thì sẽ xảy ra xuyên âm giữa hai nhánh và sẽ gây thêm sự giảm chất lợng của hệ thống DS/SS - QPSK đợc sử dụng trong hệ thống thông tin di động IS - 95 CDMA và hệ thống định vị toàn cầu (GPS).

Hệ thống nhảy tần (fh/ss)

Các hệ thống FH/SS nhanh

ở hệ thống FH/SS nhanh có ít nhất một lần nhảy ở một bit số liệu, nghĩa là T/Th > 1 Trong khoảng thời gian Th giây của mỗi lần nhảy tần, một trong số J tần số đợc phát.

Hình 1.7 Sơ đồ cho một hệ thống FH/SS a/ Máy phát, b/ Máy thu

Khi dịch chuyển theo phơng ngang của biểu đồ ta thấy cứ Th giây tần số phát lại thay đổi ở hình 1.7 tốc độ nhảy tần bằng 3 lần tốc độ số liệu Mặc dù tín hiệu phát ở mỗi bớc nhảy là hàm sin có tần số là f0 + if, do độ rộng có hạn Th giây, phổ của nó chiếm khoảng 2/Th Hz.

Khoảng cách f thờng đợc chọn bằng 1/Th Chọn nh vậy vì các tín hiệu cos(2f0t + ), cos[2(f0 + f)t + 1], , cos[2(f0+(J-1)f)t + J-1] trùc giao ở khoảng nhảy, nghĩa là:

T h cos[ 2 Π ( f 0 +iΔff ) t +θ i ] cos [ 2 Π ( f 0 +kΔff ) t +θ k ] dt= 0 i  k (1.15) ở các hệ thống không nhất quán, việc sử dụng các hàm trực giao cho hiệu quả tốt hơn (ở ý nghĩa xác suất lỗi bit) là không trực giao.

Phơng trình trên đúng cho f = m/Th với m khác 0 Để đạt đợc hiệu quả sử dụng phổ tần ta cho m = 1. a Máy phát ở máy phát, tín hiệu FSK cơ số hai x(t) trớc hết đợc tạo ra từ luồng số liệu Trong khoảng thời gian mỗi bit x(t) có một trong hai tần số f'] + n(t) và f'] + n(t) + f, tơng ứng với các bit số liệu 0 và 1.

Tín hiệu này đợc trộn với tín hiệu y(t) từ bộ tổng hợp tần số Cứ mỗi Th giây, tần số của y(t) lại thay đổi theo các giá trị của J bit nhận đợc từ bộ tạo chuỗi PN Do có 2 j tổ hợp j bit nên ta có thể có tới 2 j tần số đợc tạo ra bởi bộ tổng hợp tần số Bộ trộn tạo ra tần số của tổng và hiệu, một trong hai tần số này đợc lọc ra ở bộ lọc băng thông BPF Tín hiệu ra của bộ tổng hợp tần số trong đoạn nhảy nh sau: y(t) = 2Acos[2(fg + ilf)t + 1] víi lTlt < t < (l + 1)Th

Trong đó il  {0, 2, , 2(2 J - 1)} là một số nguyên chẵn, fg là một tần số không đổi và l là pha Giá trị của il đợc xác định bởi j bit nhận đợc từ bộ tạo chuỗi giả tạp âm Giả thiết rằng bộ lọc BPF lấy ra tần số tổng ở đầu ra bộ trộn Khi này tín hiệu ở đầu ra bộ lọc BPF trong bớc nhảy 1: s(t) = 2Acos[2(f0 + ilf + blf)t + l] víi lTh < t < (l + 1)Th

Trong đó b1  {0, 1} là giá trị số liệu ở 1Th < t < (l + 1)Th và f0 = f'] + n(t) + fg Ta thấy rằng tần số phát có thể là {f0, f0 + f, , f0 + (J - 1)f}, trong đó J 2 j+1 , để có tổng tần số nhảy là J Pha 1 có thể thay đổi từ bớc nhảy này sang b- ớc nhảy kia Ta có thể viết tín hiệu FH/SS nh sau: s(t) = ∑ t =−∞

∞ cos[ 2 Π ( f 0 +i l Δff +b l Δff ) t +θ l ] Π Th ( 1 −lT h )

Trong đó T(t) là xung chữ nhật.

Bộ nhân tần với mục đích trải rộng thêm băng tần của FH/SS Lúc này tín hiệu FH/SS thành:

1 5 s'] + n(t)(t) = 2Acos[2(f0 + ilf + blf)t + l] víi lTh < t < (l + 1)Th

Với một bộ nhân tần thừa số , khoảng cách giữa hai tần số lân cận trở thành f và các tần số nhảy là: {f0, f0 + f, , f0 + (J - 1)f}. b §é réng b¨ng tÇn

Tần số của tín hiệu FH/SS không thay đổi trong đoạn nhảy Trong toàn bộ khoảng thời gian, tín hiệu phát nhảy ở tất cả J tần số, vì vậy nó chiếm độ rộng băng tần là:

BFFH  Jf (Hz) Độ lợi xử lý đợc tính:

PG = Độ rộng băng tần tín hiệu / 2 (Độ rộng băng gốc bản tin)

2T h Giả thiết phân cách tần số bằng 1/Th Nếu ta sử dụng bộ nhân tần có thừa số là , thì phổ của tín hiệu FH/SS mở rộng  lần Vì thế độ rộng băng tần tổng hợp của tín hiệu FH/SS là Jf Hz và PG là:

JfT/2 = JT/2Th c Máy thu

Tín hiệu thu trớc hết đợc lọc bằng một bộ lọc BPF có độ rộng băng bằng độ rộng băng của tín hiêụ FH/SS Chúng ta không cần khôi phục sóng mang vì ta sử dụng giải điều chế không nhất quán Sở dĩ ta không dùng giải điều chế nhất quán vì ở tốc độ nhảy tần nhanh máy thu rất khó theo dõi đợc pha của sóng mang khi pha này thay đổi ở mỗi đoạn nhảy Bộ tạo chuỗi PN tạo ra một chuỗi PN đồng bộ với chuỗi thu ở đoạn nhảy một đầu ra của bộ tổng hợp tần số là: g(t) = cos[2(fg + if)t + '] + n(t)1] víi lTh < t < (l + 1)Th

Bỏ qua tạp âm, đầu vào BPF là: g(t)s(t) = Acos[2(fg + ilf)t + '] + n(t)1]cos[2(f0 + i1f + b1f)t + ] víi lTh < t < (l + 1)Th

Thành phần tần số cao bị bộ lọc BPF băng hẹp loại bỏ và chỉ còn thành phần tần số thấp Ký hiệu f0 = fg + f'] + n(t) Vậy đầu vào bộ giải điều chế FSK là: w(t) = 0,5Acos(2f'] + n(t)t + l - '] + n(t)1) nÕu bl = 0 w(t) = 0,5Acos(2f + f)'] + n(t)t + l - '] + n(t)l) nÕu bl = 1 Đầu này chứa hoặc tần số f'] + n(t) Hz hoặc f'] + n(t) + f Hz Vì b1 không đổi trong thời gian của một bit nên trong khoảng thời gian này tín hiệu w(t) có tần số không đổi Nh vậy trong khoảng thời gian T giây bộ giải điều chế FSK tách ra tần số này và tạo ra mức logic "0" và "1" Một cách khác ta có thể tách ra tần

Hình1 8 Biểu đồ tần số cho một hệ thống FH nhanh với điều chế M-FSK, M = 4 số chứa trong w(t) cho từng đoạn nhảy để nhận đợc T/Th các giá trị cho từng - bớc nhảy Từ giá trị T/Th, sử dụng nguyên tắc đa số để quyết bit dữ liệu là "0" hay "1". d FH/SS nhanh với điều chế FSK M trạng thái (M-FSK)

Dạng tổng quát của FSK cơ số hai là FSK M trạng thái trong đó M tần số đợc sử dụng để biểu thị log 2 M bit số liệu Với trải phổ FH/SS, tần số phát nhảy trên một lợng lớn các tần số, chẳng hạn 2jM tần số, trong đó j là số bit đa từ bộ tạo dãy PN đến bộ tổng hợp tần số Có thể sử dụng cùng dạng máy phát và máy thu nh trên chỉ khác bộ điều chế và bộ giải điều chế Biểu đồ tần số đợc mô tả ở hình 1.8 với giả thiết M = 4, nghĩa là ở mỗi thời điểm hai bit số liệu đợc xét với giả thiết là 3 bớc nhảy ở mỗi ký hiệu (một ký hiệu bằng log2M bit số liệu) T s = (log2M)T để biểu diễn thời gian của mỗi ký hiệu. Thang tần số đợc chia làm 2j nhóm 4 tần số, 1 bit của chuỗi PN sẽ xác định số nhóm đợc sử dụng, 2 bit số liệu xác định tần số nào trong 4 tần số của nhóm đợc sử dụng Vì thế hai bit luồng số liệu và j bit chuỗi PN sẽ xác định đ- ợc chính xác tần số nào sẽ đợc phát trong mỗi đoạn nhảy Do tần số đợc phát cứ thay đổi Th một lần, nên để đợc điều chế trực giao khoảng cách tần số tối thiểu là 1/Th Độ rộng băng tần tổng hợp cho một hệ thống nh thế này vào khoảng 2jM/Th Hz. e Tốc độ đồng hồ cho các hệ thống FH/SS nhanh

Một u điểm của hệ FH/SS so với hệ thống DS/SS là tốc độ đồng hồ ở bộ tạo chuỗi PN không cần cao nh ở DS/SS để đạt đợc cùng độ rộng băng tần. ở hệ thống DS/SS tốc độ đồng hồ ở bộ tạo chuỗi PN bằng tốc độ chip 1/

Tc, và độ rộng là 2/Tc Hz ở hệ thống FH/SS nhanh ta cần j bit mới từ bộ tạo chuỗi PN cho mỗi đoạn nhảy Vì thế bộ tạo chuỗi phải tạo ra j bit trong Th giây nghĩa là tốc độ đồng hồ là j/Th Hz Độ rộng băng đối với điều chế trực giao là 2j + lf = 2j + 1/Th Cân bằng độ rộng băng tần cho hai hệ thống ta đ- ợc:

Hệ thống FH/SS chậm

Khi T/Th < 1 ta đợc hệ thống nhảy tần chậm Sơ đồ máy phát, máy thu tơng tự nh ở hệ thống FH/SS nhanh Hình 1.9 mô tả biểu đồ của một hệ thống FH/SS chậm với T/Th =1/2 nghĩa là một lần nhảy tần ở hai bit, ở mỗi lần nhảy số liệu thay đổi giữa "0" "1" Vì tần số phát có thể thay đổi T giây một lần nên để điều chế trực giao khoảng cách tần số phải là f = m/T, trong đó m nguyên khác 0 Nếu m = 1, bộ tổng hợp tần số tạo ra 2j tần số, độ rộng băng tần là Jf

= J/T Hz, J = 2 j+1 Độ lợi xử lý là J/1 Khi sử dụng bộ nhân tần  ở máy phát, phân cách tần số ở đầu ra cuối cùng trở thành f và PG bằng J/1.

Hình 1 9 Biểu đồ tần số cho một hệ thống FH chậm điều chế FSK cơ số hai

Tơng tự ta có hệ thống FH/SS sử dụng điều chế M-FSK Hình 1.10 biểu thị khi M = 4, trong đó Ts = Tlog2M ở sơ đồ này Th = 3T, nghĩa là một lần nhảy ở ba ký hiệu Do phân cách tần số lớn nhất đối với điều chế trực giao là1/Ts Hz, độ rộng băng tần của hệ thống này là 2 j M/Ts, Hz, j là số bit điều khiển bộ tổng hợp tần số.

Hình 1.10 Biểu đồ tần số cho một hệ thống FH chậm với điều chế

Hệ thống nhảy thời gian (TH/SS)

Nhảy thời gian tơng tự nh điều chế xung Nghĩa là, dãy mã đóng/ mở bộ phát, thời gian đóng/ mở bộ phát đợc chuyển đổi thành dạng tín hiệu giả ngẫu nhiên theo mã và đạt đợc 50% yếu tố tác động truyền dẫn trung bình Sự khác nhau nhỏ so với hệ thống FH/SS đơn giản là trong khi tần số truyền dẫn biến đổi theo mỗi thời gian chip mã trong hệ thống FH/SS thì sự nhảy tần số chỉ xảy ra trong trạng thái dịch chuyển dãy mã trong hệ thống TH/SS Hình 1.11 là sơ đồ khối của hệ thống TH/SS Ta thấy rằng bộ điều chế rất đơn giản và bất kỳ một dạng sóng cho phép điều chế xung theo mã đều có thể đợc sử dụng đối víi bé ®iÒu chÕ TH/SS.

TH/SS có thể làm giảm giao diện giữa các hệ thống trong hệ thống ghép kênh theo thời gian và vì mục đích này mà sự chính xác thời gian đợc yêu cầu trong hệ thống nhằm tối thiểu hoá độ d giữa các máy phát Mã hoá nên đợc sử dụng một cách cẩn thận vì sự tơng đồng các đặc tính nếu sử dụng cùng một phơng pháp nh các hệ thống thông tin mã hoá khác.

Do hệ thống TH/SS có thể bị ảnh hởng dễ dàng bởi giao thao nên cần sử dụng hệ thống tổ hợp giữa hệ thống này với hệ thống TH/SS để loại trừ giao thoa có khả năng gây nên suy giảm lớn đối với tần số đơn.

Tạo mã Bộ phát xung điều chế

Hình1.11 Hệ thống TH đơn giản

Thiết bị ng ỡng Đồng bộ đồng hồ fc Đồng bộ đồng hồ fc

Hàm tự quan của d(t) Ra(t) a) Mô hình phát chuỗi nhị phân ngẫu nhiên

So sánh các hệ thống ss

Mỗi loại hệ thống đều có những u nhợc điểm Việc chọn hệ thống nào phải dựa trên các ứng dụng đặc thù Chúng ta sẽ so sánh các hệ thống DS, FH và TH.

Các hệ thống DS/SS giảm nhiễu giao thoa bằng cách trải rộng nó ở một phổ tần rộng Trong các hệ thống FH/SS ở mọi thời điểm cho trớc, những ngời sử dụng phát các tần số khác nhau vì thế có thể tránh đợc nhiễu giao thoa Các hệ thống TH/SS tránh nhiễu giao thoa bằng cách tránh không để nhiều hơn một ngời sử dụng phát trong cùng một thời điểm.

Có thể thiết kế các hệ thống DS/SS với giải điều chế nhất quán và không nhất quán Tuy nhiên, do sự nhảy chuyển tần số phát nhanh rất khó duy trì đồng bộ pha ở các hệ thống FH/SS vì thế chúng thờng đòi hỏi giải điều chế không nhất quán Trong thực tế các hệ thống DS/SS có chất lợng tốt hơn do sử dụng giải điều chế nhất quán nhng giá thành của mạch khoá pha sóng mang đắt.

Với cùng tốc độ đồng hồ của bộ tạo mã PN, FH/SS có thể nhảy trên băng tần rộng hơn nhiều so với băng tần của tín hiệu DS/SS Ngoài ra có thể tạo ra tín hiệu TH/SS có độ rộng băng tần rộng hơn nhiều độ rộng băng tần của DS/SS khi bộ tạo chuỗi của hai hệ thống này cùng tốc độ đồng bộ FH/SS cũng loại trừ đợc các kênh tần số gây nhiễu giao thoa mạnh và thờng xuyên. DS/SS nhạy cảm nhất với vấn đề gần xa Các hệ thống FH/SS dễ bị thu trộm hơn so với hệ thống DS/SS.

Thời gian bắt mã ở các hệ thống FH/SS ngắn nhất, tuy nhiên máy phát và máy thu ở hệ thống FH/SS đắt do sự phức tạp của bộ tổng hợp tần số.

Các hệ thống FH/SS chịu đợc phading nhiều tia và các nhiễu Các máy thu DS/SS đòi hỏi mạch đặc biệt để làm việc thỏa mãn trong môi trờng nói trên.

Mã trải phổ

Mã trải phổ là dãy tín hiệu giả ngẫu nhiên (giả tạp âm trắng) đợc tạo ra đồng bộ để trải phổ ở máy phát và nén phổ tơng ứng ở máy thu đối với phổ dữ liệu đợc truyền Mã trải phổ còn đợc dùng để phân biệt các thuê bao khác nhau khi họ có cùng dải thông truyền dẫn trong cơ chế đa truy nhập (CDMA).

-1 -100ns 0 100ns T/L 700 b) Đáp ứng của chuỗi ngẫu nhiên c) Hàm tự quan của d(t) d) Hàm tự quan của dãy PN7

A - D = -1 e) Số bit cùng (A) và số bit khác (D) khi dãy PN7 bit dịch 1 bit

Hình 1.11 Mã trải phổ và hàm tự quan f) Hàm tự quan dãy 7 bit (t)

Hàm tự tơng quan Ra() = 

Hàm tự tơng quan biểu thị sự giống nhau giữa tín hiệu f(t) với bản sao của nó bị trễ .

Hàm tơng quan chéo Rc() = 

Hàm tơng quan chéo biểu thị sự khác nhau giữa hai tín hiệu.

Trong trờng hợp mã trải phổ nhị phân dùng trong CDMA, so sánh từng bit của tín hiệu, tính A-D để xác định hàm tơng quan của hai tín hiệu xét (A: số bit cùng, D: số bit khác) Minh họa điều này ở hình 1.12 (hình e và f) Hình (e) vẽ dãy của PN ngắn 7 bit khi không dịch và khi dịch 1 bit Hình (f) vẽ hàm tù quan A - D.

Hình 1.12 a, b, c thể hiện mô hình phát chuỗi nhị phân ngẫu nhiên lí t- ởng có phổ giống tạp âm trắng Trong mô hình này, nguồn tạp âm trắng AWGN (Additive While Gaussion Noise) đợc số hoá nhờ thiết bị ngỡng và Flip - Flop đồng bộ Tần số lấy mẫu là tín hiệu chip fc Đỉnh nhọn hàm tự quan trên hình 1.12c biểu thị dịch thời gian  = 0 Đặc điểm này giúp cho máy thu dễ dàng thực hiện đồng bộ với máy phát, tạo chuẩn về thời gian Nếu chuỗi d(t) có chu kỳ lặp lại N chip thì đợc gọi là giả ngẫu nhiên.

Mã trải phổ không những để trải phổ mà còn là chìa khoá để MS chọn ra tín hiệu trạm gốc phát cho nó trong môi trờng CDMA (cùng dùng chung tần số) Muốn vậy mã trải phổ của các MS khác nhau có tơng quan chéo bằng

0, hoặc rất nhỏ Điều kiện này bảo đảm nhiẽu lẫn nhau cũng nhỏ Lí thuyết đã cho biết rằng các tín hiệu trải phổ trực giao bảo đảm tơng quan chéo bằng 0. Tuy nhiên trong nhiều hệ thống thực tế các bộ phát tơng quan (coherent generation) dãy PN ở cả máy phát và máy thu đợc dùng với tơng quan chéo đủ nhỏ Các dãy PN thờng dùng nhất là: dãy độ dài cực đại (dãy m), dãy Gold, dãy PN thờng dùng nhất là: dãy độ dài cực đại (dãy m), dãy Gold, dãy Walsh. a Dãy m

Hình1.13 là sơ đồ mạch phát dãy m Trong sơ đồ này, có N flip flop D, đợc mắc thành bộ ghi dịch, mạch hồi tiếp gồm các cổng XOR và các khoá gi.

Sự lựa chọn giá trị N và trạng thái nối thông hay là hở mạch của gi làm thay đổi chiều dài và đặc tính của dãy PN đợc tạo ra Trong số đó dãy có chiều dài cực đại là L = 2 N - 1.

L là số chip (cắt) và N là số flip và flop D.

Hình 1.13 Bộ ghi dịch hồi tiếp tuyến tính (qua XOR) phát ra dãy m

Bảng 1.6.1 giới thiệu số liệu về mạch hình 1.13 Dới đây là một số đặc trng của mã trải phổ dãy m.

- Thuộc tính dịch: dịch vòng (dịch vòng trái hay phải) của một chuỗi m cũng là một chuỗi m.

- Thuộc tính cộng: tổng hai chuỗi m (công module 2 theo từng thành phần) sẽ đợc một chuỗi m khác.

- Thuộc tính dịch và cộng: Tổng của chuỗi m và dịch vòng của chính nó (cộng mod 2 theo từng thành phần) sẽ đợc một chuỗi m khác.

- Tính cân đối: dãy m có n N-1 - 1 số 0 và 2 N-1 số 1 trong chu kỳ K

- Tính tự tơng quan chuy kỳ: nếu ta thay logic 0 của dãy m bằng +1 và thay logic 1 của dãy m bằng -1, thì hàm tự tơng quan chu kì là.

- Tính chạy: một bớc chạy là dãy liên tiếp các bit liên tiếp có cùng mức logic, độ dài của bớc chạy là số bit trong bớc chạy đó Trong 1 chu kỳ của dãy m cã

2 1 số bớc chạy có độ dài bằng 1,

2 2 số bớc chạy có độ dài bằng 2 và

2 3 số bớc chạy có độ dài bằng 3 v.v

Ví dụ: với mạch nguyên lý hình 1.13, cho N = 3, L = 7 fc = 10Mchip/s, dãy tham khảo 1110010

Dới đây là bảng hàm tự quan ()

Hình 1.12d là đồ thị của hàm (), ứng với Tchip = 100ns Trong hình này ta thấy () = +7 đối với mọi giá trị dịch là bội của 7, và () = -1 đối với các giá trị khác Nếu các dãy m độc lập nhau đợc truyền dẫn trên cùng dải tần đồng thời và dịch so với nhau, thì tơng quan chéo giữa chúng là rất nhỏ () -1, tức là máy thu có thể tách riêng tín hiệu trải phổ theo nguyên lý CDMA. b Dãy Gold

Dãy Gold là mã trải phổ dùng cho CDMA, hàm tơng quan chéo giữa hai dãy Gold bất kỳ khó nhỏ, hàm tơng quan chéo lấy 1 trong 3 giá trị sau:

Hình 1.14 Hàm tự tơng quan của một dãy Gold

Hình 1.15 Mạch tạo dãy Gold

Sơ đồ mạch tạo mã Gold đơn giản, và tạo ra đợc số lợng lớn dãy Gold cung cấp cho các MS trong mạng CDMA.

' = Tc r(t) u(t) Yes Cho phép bám

Hình 1.16 Nguyên lý bắt mã ở hệ thống DS - CDMA

Nh ví dụ hình 1.15, dãy Gold là kết quả cộng module 2 đối với dãy m đ- ợc định thời bằng cùng tốc độ chip fCLK Hình (a) là dãy Gold có chu kỳ lặp lại

(2 N - 1 lần dịch) là 511 chip, hình (b) là dãy Gold có chu kỳ lặp lại là 1023 chip Trong việc thiết kế mạch tạo dãy Gold cho CDMA, điều quan trọng nhất là chọn đúng cặp m (cặp phù hợp có ba giá trị hàm tơng quan () nh trên h×nh 1.14).

Đồng bộ mã trong thông tin trải phổ

Đồng bộ tín hiệu trải phổ dãy trực tiếp

Quá trình bắt mã đợc mô tả trong hình 1.16 cho trờng hợp giải điều chế nhất quán Để đơn giản ta bỏ qua ảnh hởng của tạp âm lên tín hiệu thu Tín hiệu thu: r(t) = Ab(t - )c(t - )cos2fc đợc đa vào nhân với tần số sóng mang sau đó qua bộ lọc băng thông để giải điều chế nhất quán Sau đó tín hiệu đ ợc nhân với chuỗi mã PN nội c(t - '] + n(t)) để trải phổ, kết quả nhân bằng :

Nếu chuỗi mã PN nội c(t - '] + n(t)) không đồng pha với chuỗi mã thu c(t - ) thì sau tích phân ta đợc tín hiệu rất nhỏ Khi này bộ so sánh ngỡng yêu cầu bộ tạo mã dịch thời một khoảng bằng Tc và quá trình đợc lặp lại cho đến khi sau tích phân đợc giá trị tín hiệu lớn hơn ngỡng ở bộ so sánh ngỡng Thông th- ờng  đợc chọn bằng 1, 1/2, 1/4 Khi này bộ so sánh ngỡng sẽ quyết định chuyển sang bám đồng bộ mã Sau khi bắt đợc mã bộ tạo mã PN nội sẽ tạo ra đợc c(t - '] + n(t)) với  - '] + n(t)Tc, trong đó  là một hằng số rất nhỏ.

Giá trị tín hiệu ở đầu ra của bộ tích phân trên hình 1.16 đợc xác định theo công thức sau: u(t) = √ E b b ( t ) , R c ( τ −τ ' )

Trong đó Rc( - '] + n(t)) là hàm tơng quan giữa mã PN của tín hiệu thu và PN nội đợc xác định nh sau:

Trong đó i là một số nguyên.

Hàm tơng quan này có dạng tam giác cân với đỉnh bằng 1 tại các giá trị

 - '] + n(t) = iNTc, trong đó i là một số nguyên và cạnh đáy bằng 2Tc Các giá trị giữa các đỉnh ở đáy của tam giác bằng 0. b Bám đồng bộ Để mô tả quá trình bám đồng bộ ta xét sơ đồ bám mã vòng khá trễ (Delay look loop - DLL) quyết định trực tiếp với giải điều chế sóng mang nhất quán đợc minh họa ở hình 1.17 Tín hiệu đầu vào của máy thu là: r(t) = √ 2 T Eb b c(t - )b(t - )cos(2fc(t - ) + )

Ta giả thiết rằng quá trình bám mã đợc khởi đầu sau khi mạch bắt mã đã đạt đợc hiệu số pha giữa tín hiệu PN thu và nội nằm trong khoảng Tc pha, nên bộ tạo PN tạo ra c(t - '] + n(t)), trong đó  - '] + n(t) < Tc Ngoài ra bộ tạo mã ở sơ đồ của tín hiệu PN: c(t - '] + n(t) + d) và c(t - '] + n(t) - d) đối với một giá trị d cố định Chúng đợc sử dụng để nén phổ tín hiệu thu DS/SS Do đối xứng hai tín hiệu nén phổ bằng nhau khi  - '] + n(t) = 0 và khác nhau khi  - '] + n(t)  0 Hiệu số của chúng là một tín hiệu lỗi đợc cấp ngợc lại để hiệu chỉnh pha của bộ tạo mãPN.

Bộ tạo chuỗi PN VCC Lọc vòng c(t - ' + d) c(t - ' - d) c(t-'), -