luận văn điều khiển các linh kiện điện tử để điều khiển tốc độ động cơ

luận văn điều khiển các linh kiện điện tử để điều khiển tốc độ động cơ

Luận văn tôt nghiệp CHƯƠNG I: VẤN ĐỀ ĐIỀU KHIỂN CÁC LINH KIỆN ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT DÙNG TRONG VIỆC ĐIỀU CHỈNH TỐC ĐỘ ĐỘNG CƠ I.1 ĐIỀU KHIỂN TRANSISTOR: - Transistor dùng để đóng cắt dòng điện có cường độ tương đối lớn Vậy chúng làm việc hai trạng thái: - Trạng thái đóng (dẫn bão hòa) để đóng mạch điện - Trạng thái mở (ngưng dẫn) để cắt mạch điện Khi transistor hoạt động với thời gian dẫn bão hòa hay ngắt tương đối dài gọi chế độ khóa transistor I.1.1 Chế độ khóa Transistor -Transistor làm việc chế độ khóa khóa điện tử đóng mở mạch nhanh với tốc độ nhanh (10-9 s ÷ 10-6 s) có nhiều đặc điểm khóa với chế độ khuếch đại Transistor chế độ khóa điện áp đầu có hai trạng thái sau: Vra=1 Vvào = (I.1) Vra = Vvào= - Chế độ khóa transistor xác định chế độ điện áp hay dòng điện chiều cung cấp từ qua mạch phụ trợ (khóa thường đóng hay thường mở) việc chuyển trạng thái khóa thường đïc thực nhờ tín hiệu xung có cực tính thích hợp tác động tới đầu vào Những đặc điểm chủ yếu chế độ khóa xét hình I.1 + V n g u o àn R C R HìnhI-1:Mạch khóa dùng Transistor -Ban đầu Vvào =0, transistor trạng thái mở, dòng điện I c = lúc tải Rt, transistor coi hở mạch V ra= Vnguồn cho xung điều khiển có cực tính dương tới đầu vào V vào = transistor chuyển sang trạng thái đóng (bão hòa) điện áp thỏa mãn điều kiện (I.1) V = trạng thái bão hòa để SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang Luận văn tôt nghiệp trì khả điều khiển để tránh điện tích cực lớn, dòng điện cực ban đầu phải cao để chuyển sang trạng thái dẫn nhanh chóng, chế độ khóa dòng điện phải giảm qui luật dòng điện thu để tránh tượng chọc thủng tiếp giáp BC Trạng thái đóng mạch IB lớn IC tải giới hạn Trạng thái hở mạch IB=0 Hình I.2: Đặc tuyến transistor chế độ khóa I.1.2 MẠCH TR GIÚP MỞ: I V V+ I D i R t i D iC iD i1 t C ic R V v a øo Hình I.3 :Mạch trợ giúp mở D iD t1 t2 t t Khi transistor chuyển từ trạng thái đóng sang trạng thái mở Mạch trợ giúp mở gồm phần tử C, D1, R1 Dòng điện tải i, thời gian chuyển trạng thái ngắn nên xem I=const lần chuyển trạng thái Ban đầu VCE = VCE bảo hòa ≈ 0, iC =I, iD = SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang Luận văn tôt nghiệp Khi cho xung áp tâm tác động vào cực Transistor dòng I C giảm tuyến tính từ xuống khoảng thời gian t1 Nếu mạch trợ giúp mở iC + iD = I = const (I.2) Vừa lúc iC bắt đầu giảm iD tăng lên ngay, D2 làm chuyển mạch tải VCE = V+0,6V (I.3) Nếu có mạch trợ giúp ta có: iC + I1 = I = const (I.4) vừa lúc iC bắt đầu giảm tuyến tính thí i bắt đầu tăng tuyến tính tụ C nạp điện dVc I − ic = (I.5) dt C Khi t=t1 , iC= 0, VC(t1) = VCE 0,1 {A/µs} (I - 11) dt • Yêu cầu đối xứng xung kênh điều khiển Ở biến đổi nhiều pha, nhiều Thyristor độ đối xứng xung điều khiển kênh định chất lượng đặc tính hệ Nếu không đối xứng, SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang Luận văn tôt nghiệp xung điều khiển Thyristor biến đổi nhiều pha gây cân giá trị trung bình dòng qua Thyristor • Yêu cầu độ tin cậy: Mạch điều khiển phải đảm bảo làm việc tin cậy hoàn cảnh t thay đổi, nguồn tín hiệu nhiễu tăng Do yêu cầu: - Điện trở kênh điều khiển phải nhỏ để Thyristor không tự mở dòng rò tăng - Xung điều khiển phụ thuộc vào dao động nhiệt độ, dao động điện áp nguồn - Cần khử nhiễu cảm ứng (ở khâu so sánh, biến áp xung tần ra) để tránh mở nhầm • Yêu cầu lắp đặt: - Thiết bị dễ thay thế, dễ lắp ráp điều chỉnh - Dễ lắp lẫn khối có khả làm việc độc lập I.2.2 Nguyên tắc xây dựng phân loại mạch điều khiển Thyristor Mạch điều khiển có nhiệm vụ gia công biến đổi tín hiệu điều khiển (điện áp DC) thành chuỗi xung để đưa vào điều khiển Thyristor, biểu diễn hình I.5 N Đ B e CH θ T a CĐ θ0 b CB Hình I.5 Sơ đồ khối mạch điều khiển Thyristor Đối tượng cần điều khiển biến đổi Thyristor T đặc trưng đại lượng điều khiển a (có thể dòng, áp, nhiệt độ, tốc độ) N khối biểu thị nhiễu bên (do mô men tải, nhiệt độ môi trường) Bộ cảm biến CB đưa tín hiệu b so sánh với tín hiệu chủ đạo CĐ Sai lệch tín hiệu tín hiệu θ0-b x điều khiển thiết bị chấp hành CH, thiết bị CH có nhiệm vụ khử sai lệch X, cực tiểu cách tạo góc điều khiển θ để điều khiển biến đổi Thyristor T Hoạt động thiết bị chấp hành CH đồng nhờ tín hiệu e phát từ nguồn đồng ĐB Mạch điều khiển Thyristor phân loại theo nhiều cách Các mạch điều khiển Thyristor dựa theo nguyên lý thay đổi góc pha theo ta có nguyên lý khống chế ngang khống chế đứng SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang Luận văn tôt nghiệp Khống chế ngang phương pháp tạo góc θ thay đổi cách dịch chuyển điện áp hình sin theo phương pháp ngang so với điện áp ban đầu hình (I6) BA a b V c c θ VR VR C a c Vr b V c Hình I-6: Sơ đồ nguyên lý độ thị điện áp mạch khống chế ngang Khống chế đứng tạo góc θ thay đổi cách dịch chuyển điện áp chủ đạo theo phương thẳng đứng so với điện áp cưa, phương pháp lại chia ra: Phương pháp khống chế không đồng phương pháp khống chế đồng Khống chế đồng khống chế để tạo xung điều khiển Thyristor đồng với nhờ nguồn pha phát tín hiệu đồng bộ, khống chế không đồng việc tạo xung điều khiển Thyristor độc lập với phương pháp khống chế đứng dùng phổ biến độ xác cao khoảng điểu khiển rộng (từ 00 – 1800) SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang Luận văn tôt nghiệp Phương pháp khống chế đứng biểu diễn hình I-7 Đ B T a ïo x u n g V V So s a ùn h V T a ïo h ìn h V K h u e ác h ñ a ïi V V V B i e án a ùp r a V t V θ V3 t V V6 V4 t Hình I-7: Sơ đồ khối mạch khống chế đứng dạng điện áp I.2.3 Các khối mạch điều khiển Thyristor a> Khối phát tín hiệu đồng bộ: ĐB Vì điều khiển Thyristor theo nguyên lý điều khiển pha nên cần có khối đồng pha điện áp điểu khiển điện áp Anod – Cathode Thyristor Các mạch phát tín hiệu đồng điển sau: SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang Luận văn tôt nghiệp • Khối phát tín hiệu đồng dùng tụ diode Hình I-8 Vng R R2 D2 BA Vv Vñ in Vc C D Vđ ∆VC t t2 t Hình I-8: Sơ đồ khối phát tín hiệu đồng dùng tụ diode Trong đó: Vd: Điện áp xoay chiều đồng pha với điện áp trễ Anod – Katod transistor Vn :nguồn điện áp chiều Vc : Điện áp đồng lấy Khi VD>0 D1, D2 phân cực ngược Tụ C nạp nguồn Vn Khi Vc = Vd (ở t2) C phóng điện qua R2 Đ2 Khi Vd0 Transistor T bão hòa VC=∆v (∆v sụt áp Transistor) Khi Vd >0 Transistor T khóa, tụ C nạp qua R1, R3 từ Vn Ta có:  V  t naïp = (R1 + R2)C ln1 − c  (I - 13)  V  n    V θ = (R1 + R3 )ωC ln1 − ñk  Vn    (I - 14)   Neân chọn R1>>R3 đề tnạp >> tphóng Vđk: Điện áp điều khiển b Bộ phát xung chủ đạo: Bộ phát xung chủ đạo có nhiệm vụ phát xung với tần số cố định thay đổi để làm nguồn tín hiệu chủ đạo mạch điều khiển Thyristor Bộ phát xung chủ đạo dùng Transistor tiếp giáp(I-11) V n+ ic R2 R Ie E B1 Tu C SVTH: Lê Trần Vónh Phú V B2 R1 BB VB1 Trang 10 Vr Luận văn tôt nghiệp CHƯƠNG III MÔ PHỎNG BẰNG PSPICE CÁC MẠCH ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT III.1 KHẢO SÁT BỘ NGHỊCH LƯU DÙNG Khảo sát nghịch lưu nguồn với đầu trung tâm có sơ đồ mạch vẽ hình 9.2.1 giá trị mạch cho sau VS=100V, L2=0, C2=0,R2=2Ω, công tắc SW1 SW2 (IGBT) (Insullategate Bipolar Transistor không dùng diode SPWM (điều chỉnh độ rộng xung với tần số sóng mang 800Hz, f=50Hz Điện áp cổng 12V Thực chương trình mô PSPICE dùng IC 555 để vẽ đường điện áp cổng điện áp tải chu kỳ vẽ phổ tần số điện áp tải [48] R ? R [42] [45] VST=12V + - DC + - 555 Timer Gate Subcircuit SPWM - 555 - DRV [46] [41] VC + - R C DC + - + DC Gate1 VCVS SIN m=0.5 f=FREQ EG2 EG1 VRef DC [49] [44] [43] - + - DC Gate2 VCVS DC PULSE [40] PULSE Power Circuit Gate Signals [11] IGBT + - VS1=100v DC SW R L=2 + - [1] Load M U S IG [10] VS2=100v [2] EG1=V(43,40)*V(49,40) EG2=V(43,40)*(1-V(49,40)) DC SW [22] Xác định a Giá trị hiệu dụng điện áp tải b Công suất trung bình tải SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang 43 R G Luận văn tôt nghiệp * Chương trình mô PSPICE W 9-1-1.CIR SPWM INVERTER WITH A DRIVER To determine the output responses (Xác định đáp ứng ra) INC OPTIONS; * PARAMETERS of the driver (các thông số điều khiển) .PARAM VCC=12V; (The gate signal mangnitude and the 555 voltage source) .PARAM TON=1OUS; PARAM TR=10NS TF={TR}; PARAM FREG=50HZ PERIOD ={1/FREQ}; PARAM FREQREF={2*FREQ}; PARAM NUM=8; PARAM FRQC ={NUM * FREQ REF}; PARAM PER ={1/FREQC}; PARAM VHI =10V VLO=2V; PARAM VDC={VHI/2+VLO/2}; PARAM VMAX={VHI/2-VLO/2}; PARAM DEL =-90DEG; PARAM CAPT=0.1UF; PARAM RAT ={VCC/(VCC-VHI)}; PARAM RT={1/(FREQC*CAPT*log (RAT))}; * PARAMETERS of the power circuit (các thông số mạch công suất) .PARAM VS=100V; PARAM RLOAD=2ohms; * DRIVER SUBCIRCIT Fig W 9.2.1A .SUBCKT SPWM 555 DRV 40 41 44 * SOURCES VST 48 40 DC {VCC} VC 42 40 PULSE({VCC} 10NS {TR} {TF} {TON} {PER}; carrier VREF 45 40 SIN ({VDC} {VMAX} {FREQ REF} 0 {DEL} VG 49 40 PULSE (0 {TR} {TF} {PERIOD/2 –2*TR} {PERIOD} * VG direct the gate signals to the swithches SW1 and SW2 EG1 41 40 VALUE ={V (49,40)* V(43,40)}; EG2 44 40 VALUE={(1-V(49,40))* V(43,40)}; * CIRCUIT ELEMENTS R3 43 40 1EÏ; R 48 46 {RT}; C 46 40 {CAPT}; RG 49 40 1E5; X TIMER 40 42 43 48 45 46 46 48 555D; calls 555 timer ENDS SPWM_555_DRV SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang 44 Luận văn tôt nghiệp LIB EVAL.LIB * SOURCES OF THE POWER CIRCUIT VS1 11 DC {VS} VS2 22 DC {VS} * LOADS RL 10 {RLOAD} RG1 1E5; RG2 1E5 * SUBCIRCUIT for IGBT model Voltage controlled switch SUBCKT IG_ IDEAL 11 10 32; SW 11 10 32 MUSIG MODEL MUSIG VSWITCH (RON=1E-3 ROFF=E6 VON=10 VOFF=1E-3) ENDS IG_IDEAL * CALLS for the two switches and the driver from the subcircuit X SW1 11 10 IG_IDEAL X SW2 10 22 IG_IDEAL X Driver SPWM_ 555_ DRV * ANALYSIS FOOR 50HZ 15 V(10) PROBE V(1) V(2) V(10); TRAN 50US 20MS UIC END SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang 45 Luận văn tôt nghiệp Cách giải: Chúng ta dùng điều khiển độ rộng xung số để kích công tắc mạch công suất vd 921 số giao tiếp analog dùng đến • Cách giải thực gồm bốn bước sau Bước 1: Từ cấu hình PSPICE ta vẽ lên hình 9.2.1a Bước 2: Tên file mạch W9.2.1.CIR vẽ cách dùng cấu hình 9.2.1a • Các giá trị cho định thời 555 c=0.1uf CAPT giá trị lớn VS=10V VHI( cho độ rộng xung lớn tần số sóng mang f C=800Hz = {(FREQC} giá trị điện trở R RT cho đẳng thức RT= {1/(FREQC * CAPT *log (VCC/(VCC-VHI)))} Tần số f nghịch lưu 50 Hz tín hiệu chuẩn dạng sin có tần số chuẩn f=2f=100Hz Không có giá trị cho biên độ tín hiệu chuẩn ta phải lựa chọn Nguồn cung cấp cho định thời V CC =12V Giá trị nhỏ tín hiệu chuẩn lớn Zero (giả sử 2V) Giá trị lớn tín hiệu chuẩn nhỏ VCC (giả sử 10V) để độ rộng xung sóng mang ngõ vào định thời khoảng 10us Các tín hiệu cổng tới SW1 phải cho phép nửa đầu chu kỳ nghịch lưu Nguồn phụ thuộc FG2 sử dụng Bước 3: mô PSPICE chạy với file W9.2.1 CIR nghịch lưu SPWM Bùc 4: Dùng que đo, đồ thị vẽ cho điện áp cổng công tắc SW 1, SW2 cho điện áp tải chu kỳ (20ms) Các đường hình W.921b Trục Y đánh dấu thực cách kích liên tục trục Y (Y axis) menu Sau kích vào chang=title, đánh vào title Enter • Phổ tần Fourie dạng sóng điện áp tải vẽ hình 9.2.1C Đồ thị có cách kích vào (X-axis) menu PROBE sau từ dấu nháy kích vào Fourie menu Kích vào X-axis cho phép set-scal Sau đánh vào 0.2Khz Enter Thoát khỏi menu thêm vào điện áp tải V(10) đồ thị Đồ thị phổ gắn liền biên độ sóng hài xuất hình Phần a Từ đồ thị điện áp tải, giá trị hiệu dụng RMS có VRMS=67,67V Phần b Công suất trung bình tiêu thụ tải p=V2/RMS=67,672/2=2,29KW Phần c Từ kết phân tích Fourie W9.2.1.OUT biến dạng sóng hài TDH=48,58% • Bộ điều khiển 555 giao tiếp với nghịch lưu (SPWM) ph vẽ mạch file Để truy cập dễ dàng mạch đặt tên SPWM – 555- DRV ghi vào DRIVER.LIB SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang 46 Luận văn tôt nghiệp III.2: KHẢO SÁT BỘ NGHỊCH LƯU CẦU MỘT PHA Bộ nghịch lưu cầu pha minh họa hình 9.3.1 giá trị mạch cho sau: VS=100V, Le=10mH, RL=5Ω, IGBT SWITCHES diode kết nối m=0.4, f=50hz Ngã có xung ½ chu kỳ Điện áp cực cổng 15V Mạch điều khiển cực cổng mô tín hiệu sóng tam giác, tín hiệu chuẩn so sánh tương tự mạch điều khiển Tiến hành mô SPICE vẽ đồ thị cho dòng điện nguồn is Dạng sóng điện áp cổng, điện áp tải dòng điện với điều kiện xác lập xác định a Công suất trung bình phát nguồn b Các sóng hài THD điện áp tải dòng điện tải c Giá trị đỉnh dòng điện tải Sơ đồ mạch đa xung SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang 47 Luận văn tôt nghiệp * Chương trình mô baèng PSPICE 9-3-1.CIR PWM SINGLE – PHASE INVERTER WITH UNIFORM PULSE To determine power and harmonic distortion INC OPTIONS; * PARAMETERS PARAM VS=100V; PARAM RLOAD=5ohms; PARAM LLOAD=10Mh; PARAM FREQ=50HZ PERIOD ={1/FREQ}; PARAM TR=20NS TF = {TR}; PARAM DUTY=0.4; PARAM TON ={PERIOD /2 –2*TR}; PARAM VP =15V; PARAM NUM=3; PARAM PER={0,5*PERIOD/NUM}; PARAM VC=1V; PARAM VREF={2*DUTY*VC}; PARAM DELC ={TR/2}; PARAM TRC={PER/2-TR}; PARAM TFC ={TRC}; PARAM WD={TR}; PARAM DEL={PERIOD /2}; * SOURCE AND LOAD VS1 DC {VS} RL 55 {RLOAD} LL 55 {LLOAD} IC =-9.93A; RG12 1E4; RG34 1E4 * SUBCICUIT for IGBT MODEL and DIODE SUBCKT IG_IDEAL 17 18 19 20;Drain (17) Source (18) Gate (19,20) SW 17 18 19 20 MOSIG; (SPWM 555 DRV 40 41 44 MODEL MOSIG VSWITCH (RON=1E-3 ROFF=1E6 VON=10 VOFF=1E-3) ENDS IG_IDEAL SUBCKT D_IDEAL 21 22; ANODE (21); DIO 21 22 DIODE MODEL DIODE D(RS=1m CJO=0.1Pf n=0.001) ENDS D_IDEAL * CALL for IGBTS and diodes X SW1 IG_IDEAL; SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang 48 Luận văn tôt nghiệp X SW2 IG_IDEAL; X SW3 5 IG_IDEAL; X SW4 IG_IDEAL; X D1 D_IDEAL; X D2 D_IDEAL; X D3 D_IDEAL; X D4 D_IDEAL; * SUBCIRCUIT for IGBT driver .SUBCKT MPLS_TR1_INV 15 10 PARAMS; DELAY=0 * The carrier-wave source VCAR 11 10 PULSE ({VC} {DELC} {TRC} {TFC} {WID} {PER} VR 12 10 DC {VREF} * Comparatos output, voltage is clipped between zero and VP E 13 10 VALUE ={LIMIT (V(12,11)*1E6,0,VP)} RE 13 10 1E6 * Frequency generator VG for inverter VG 14 10 PULSE (0 {DELAY} {TR} {TF} {TON} {PERIOD} * Gate pulse generator EG 15 10 VALUE ={V (14,10)*V(13,10)}; pulse in a half cycle END S MPLS_TRI_INV * MPLS (Multiple pulse), TRI (TRIANGLE WAVE) , INV (INVERTER) * CALLS for gate drivers X DRIVER1 MPLS_TR1_INV X DRIVER2 MPLS_TR1_INV PARAMS :DELAY ={DEL} * ANALYSIS TRAN 40 US 80ms UIC ; TO find initial condition for LL in steady state TRAN 40US 40ms UIC FOUR 50Hz 15 V(4,5) I(RL) PROBE I(VS1) V(4,50 I(RL),V(1) END SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang 49 Luận văn tôt nghiệp CÁCH GIẢI: Đây tập tạo mạch điều khiển phù hợp mạch phát xung cổng đồng dạng với tần số 300Hz xung có chu kỳ làm việc 0,4m=(t’on /2T’) hình 9.3.1a sóng mang V C tín hiệu chuẩn Vref ngõ vào so sánh xung ngõ xác định V ref >VC Các xung tạo thành nhóm xung cho cặp công tắc SW 1, SW2, SW3,SW4 Tần số nghịch lưu fC/6 Trong fC tần số tín hiệu sóng mang • Cách giải gồm bốn bước: Bước 1: từ sơ đồ mạch 9.3.1 giá trị cho Từ cấu hình PSPICE vẽ hình 9.3.1b Bước 2: từ cấu hình PSPICE hình 9.3.1b file mạch viết có tên W 93-1.CIR Bước 3: mô PSPICE chạy với file 9-3-1.CIR kết vẽ W-9-3-1.DAT Bước 4: dùng PROBE đồ thị vẽ cho dòng điện nguồn điện áp tải dạng sóng mạch điều khiển cực cổng dòng điện tải hình 9.3.1C Các dạng sóng nhỏ lý tưởng tốc độ quét ngõ so sánh Tốc độ quét gây số trạng thái ổn định độ lớn bước việc phân tích Phần a: Từ đồ thị dòng điện nguồn, giá trị trung bình dòng điện nguồn ISAV=5,49A Vì công suất trung bình P phát nguồn P=VS.ISAV=100.5,49=549W Phần b: Từ file W-9-3-1.out méo sóng hài dạng sóng ngõ cho sau Điện áp tải THD=125.9% Dòng điện tải THD=42,7% Phần c: từ đồ thị dòng điện tải hình W-9-3-1C giá trị đỉnh I MAX=15,1A SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang 50 Luận văn tôt nghiệp 9.3.3 BỘ NGHỊCH LƯU DÒNG Bộ nghịch lưu nguồn dòng dùng để điểu khiển động cảm ứng Hình 9.32 sơ đồ mạch đơn giản nghịch lưu dòng cầu pha Cùng với dạng sóng tín hiệu cổng dạng sóng dòng điện tải, nguồn DC thay nguồn dòng không đổi Trong thực tế nguồn điện áp điều chỉnh mắc nối tiếp với cuộn cảm có giá trị lớn • Sơ đồ nghịch lưu dòng: T I T SW SW R Ll Load S o u rc e T SW T SW Xét biến tần tuần hoàn pha Được minh họa hình 9.3.3 mạch điện có giá trị sau: VS=120V (rms) f=150Hz, LL=0,RL=10Ω Tần số f0=50Hzz, góc trễ α=0 Dùng PSPICE mô vẽ đồ thị điện áp nguồn dòng điện tải a Xác định công suất trung bình tiêu thụ tải b Các méo sóng hài THD dạng sóng dòng điện tải c Giá trị hiệu dụng dòng điện tải d Hệ số sóng hài HF bậc 3,5,7,9 dạng sóng dòng điện SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang 51 Luận văn tôt nghiệp d Sơ đồ mạch điện hình 9.3.3 C o n v e r te r P SW 11 a [6 ] SW 13 D 22 [1 ] [0 ] G a te 1 [0 ] [1 ] S o u rc e V S = V (rm s ) C o n v e r te r N G a te [0 ] 1M D 14 D 24 10 R L [2 ] D 12 [0 ] R in [0 ] G a te [2 ] G a te 180H z SW 23 S IN [0 ] G a te fo r S W ,S W SW G a te fo r S W ,S W [1 ] E = A * V (5 ) E p = V p *V (8 )*V (9 ) + - L im it - , + VG R =1M A=1E9 + + R gp=1M - E E N = V p * (1 -V (8 ))* V (9 ) - f PU LSE VC VS [0 ] D r iv e r SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang 52 R gN =1M [2 ] Luận văn tôt nghiệp * Chương trình mô W 9-3-3.CIR SINGLE-PHASE CYCLOCONVERTER WITHOUT MODULATION * To determine the performanece without voltage modulation .INC OPTIONS *PARAMETERS PARAM VS=120v VMAX={ORT(2)*VS}; PARAM FREQ=150HZ PERIOD={1/FREQ}; PARAM NUM=3 FREQC={FREQ/NUM}; PARAM PERC ={1/FREQC}; PARAM VP=15V; PARAM RLOAD=10ohms; * SOURCE and LOAD VS1 SIN (0{VMA}{FREQ}) RL {RLOAD} RIN 1E6; * CONVERTER SUBCIRCUITS SUBCKT SW-IDEAL 17 18 19 20; SW 17 18 19 20 THY; MODEL THY VSWITCH (RON=1E-3 ROFF=1E6 VON=10 VOFF=1E-3) ENDS SW_IDEAL SUBCKT D_IDEAL 21 22; DIO 21 22 DIODE MODEL DIODE D(RS=1m CJO=0.1Pf N=0.001) ENDS D_IDEAL * CALLS for SWITCHES and DIODES for half-controlled converter XS11 SW_IDEAL; XS13 SW_IDEAL; XS23 SW_IDEAL; XS21 SW_IDEAL; XD 14 D_IDEAL XD 12 D_IDEAL XD 22 D_IDEAL XD 24 D_IDEAL • Driver circuits E value={LIMIT(VC5)*1E(9)-1,1)}; RE 1E6 VG PULSES (0 5ns 5ns {PERC/2-10ns}{PERC}) * VG Seperates paid N gate signals into the trwo seperate half cycles EP VALUE={VP*V(8)*V(9)}; EN VALUE={VP*(1-V(9))*V(8)}; SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang 53 Luận văn tôt nghiệp * ANALYSIS TRAN 20us 20ms 40us UIC; TMAX=40us for a clean SIN wave FOUR 50hz 15 I(RL) PROBE V(5) i(RL) END SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang 54 Luận văn tôt nghiệp CÁCH GIẢI Cũng tương tự 9.3.1 9.3.2 Gồm bước sau: Bùc 1: Từ liệu hình 93.3 vẽ cấu hình SPICE phù hợp với biến tần tuần hoàn Xem hình 9.33a Khi tải trở kháng Thyristor dùng kiểu đóng ngắt để điều khiển điện áp với điện áp điều khiển (tín hiệu cổng) áp đặt vào thời gian dẫn cần thiết Bước 2: từ hình 9.3.3 hình W.9.3.3a ta thành lập file cho mạch đặt tên w-93-3.CIR Bước 3: Chương trình mô SPICE chạy với file mạch w 9-3-3.CIR Bước 4: dùng PROBE với file liệu W 9-3-3.DAT Đồ thị nguồn áp 150Hz dòng tải 50Hz vẽ xem hình 9.3.3b A single phase cyclo converter without modulation Phaàn a :công suất trung bình P tiêu thụ tải là: P=I2lrsm.RL=10.902.10=1187W Phần b: Từ ngõ file W 9-3-3.OUT méo dạng sóng hài THD dạng sóng dòng điện tải THD=67.82% Phần c: từ file W 9-3-3.OUT ILRMS=9.01A Phần d: Từ HFn=Iln/I4 Từ ngõ file W 9-3-3.OUT Cho liệu HF3=0,403 HF5=05, HF7=0,2 HF9=0 III.4 XÉT MẠCH ỔN ÁP: Ổn áp AC: mạch công suất để ổn áp AC tương tự mạch (Chopper DC) Trong trường hợp tần số đóng mở mạch chopper hai lần tần số nguồn điện áp 2.4.1 Khảo sát mạch hình 2.4.1.a Mục đích mạch để điều khiển công suất tải cách điều chỉnh giá trị hiệu dụng điện áp AC đặt tải Các công tắc SW điều khiển Point-On-Wave điện áp vào V S =240sin314t(11) xuất đầu điện trở tải R L=10Ω Dùng SPICE PROBE để vẽ đồ thị dòng điện i L với góc kích α từ 0-1 rad với góc mở π lặp lại nửa chu kỳ điện áp vào Sơ đồ mạch ổn áp sau R l3 = [2] Switch Voltage control VSW20 + Puled control voltage CN Sub circuit V-cont SVTH: Lê Trần Vónh Phú (R L o a d ) [1] N + C N+ i ( R l )[ ] VS30=240Sin314t SW 20 R 10=1 N Chopper Switch - [0] Trang 55 + - DC Luận văn tôt nghiệp *Chương trình mô SPICE *W.2-4-1.CIR AC –VOLTAGE REGULATOR *determine current responss for different values of firing angle ALFA *This regulator use a voltage-controlled switch as an ac chopper *Include the power-electrotide library and define parameters .LIB POWER.LIB OPTIONS NOPAGE REL TOL=0.01 * PARAMETERS PARAM FRE=50Hz; PARAM RLOAD=10ohms; PARAM PI=3.14159 TWOPI={2*PI}; PARAM ALFA=0 rad; PARAM DELAY={ALFA/(TWOPI*FRE)}; PARAM VRMS=240v, VMAX={SQRT(2)*VRMS}; PARAM PERIOD ={1/FRE}; * SOURCE, a sinusoidal voltage in the power circuit VS30 SIN (0{VMAX} {FRE}); * Call a subcircuit named V-cont from the library file XCONT V-CONT; * DEVICE SW20 SWITCH; * CIRCUIT ELEMENT RL32 {RLOAD}; * Perform a multiple run for differrent values of firing angle .STEP PARAM ALFA LIST 1; α=0rad α=1 rad * ANALYSIS; Transient to view the load current .TRAN 20us 20ms; TSTEP =20us, TSTOP=1.5cycles * OUTPUT PROBE i(RL32); END Hình 241 a minh họa mạch bao gồm nguồn ổn áp thay đổi V S điện trở tải RL mạch điện tử công suất để điều khiển công suất tải Mạch điện tử công suất mạch đóng ngắt điều khiển điện áp có thời gian on off chu kỳ dạng sóng nguồn điểm on điều chỉnh Hoạt động đóng ngắt điều khiển điện áp điều khiển nguồn điện áp VC phát từ nguồn với xung tuần hoàn chu kỳ nửa nguồn cung cấp Nếu điện áp điều khiển V C=VON công tắc trạng thái ON Nếu điện áp điểu khiển VC=VOFF công tắc trạng thái OFF Hình 241b SVTH: Lê Trần Vónh Phú Trang 56 Luận văn tôt nghiệp dạng sóng điện áp với góc trễ (α+nπ) để mở công tắc góc nπ cho công tắc đóng Các số nguyên n=1,2,3 thấy từ hình 241b giá trị hiệu dụng điện áp tải VL điều chỉnh cách thay đổi góc kích α Trong phạm vi từ =