PhÇn II M¸y thu sè FM 1 Giíi thiÖu HiÖn nay c¸c tæ chøc v« tuyÕn di ®éng ®ang cã kÕ ho¹ch thay thÕ hÖ thèng v« tuyÕn FM t¬ng tù truyÒn thèng bëi 1 hÖ thèng sè míi nh TETRA, TETRAPOL hoÆc GSM R §Ó ®¶[.]
Phần II : Máy thu số FM Giới thiệu : Hiện tổ chức vô tuyến di động có kế hoạch thay hệ thống vô tuyến FM t¬ng tù trun thèng bëi hƯ thèng sè nh TETRA, TETRAPOL GSM-R Để đảm bảo nâng cấp mà hệ thống hoạt động bình thờng, thật hữu dụng hệ thống hoạt ®éng chÕ ®é thÝch hỵp víi hƯ thèng cị Điều đem lại nhiều lợi ích kinh tế nh kĩ thuật Điều chế tần số (FM) điều chế tơng tự ví dụ nh truyền thông quảng bá vô tuyến VHF Một lĩnh vực ứng dụng khác vô tuyến di động cá nhân, đợc sử dụng ngành nh cảnh sát, cứu hỏa Những hệ thống tơng tự dần đợc thay hệ thống số Để chuyển tiếp dễ dàng, vấn đề hệ thống tạo có khả liên lạc với thiết bị vô tuyến cũ Bởi tất thiết bị vô tuyến dựa công nghệ DSP, ®em tíi rÊt nhiỊu lỵi Ých kinh tÕ víi viƯc giải điều chế xử lý tín hiệu số thay phần cứng truyền thống Kiến trúc máy thu : Nh đà trình bày chơng 1, tiến hành xem xét cấu trúc máy thu từ phần trung tần Kiến trúc chung máy thu sè víi chÕ ®é FM,AM,SSB nh sau : Hình 2.1 : Cấu trúc chung máy thu Kiến trúc máy thu FM : Tín hiệu đà điều chế FM tần số trung tần 10.7 Mhz Hình 2.2 : Kiến trúc máy thu FM Tín hiệu tin gốc SN(n) tín hiệu tiếng nói từ 300Hz tới 3400 Hz Biên độ đợc chuẩn hóa Hình 2.3 : Phổ tín hiệu tin Tín hiệu FM có độ rộng băng 12.5 KHz tần số sóng mang 10.7 MHz.Biên độ đợc chuẩn hãa b»ng H×nh 2.4 : Phỉ cđa tÝn hiƯu FM Nguyên lý : 3.1 Điều chế tần số : Điều chế tần số (FM) loại tín hiệu đợc điều chế góc Tín hiệu điều chế góc thông thờng đợc xác định biểu thức sau : SFM(t) = A · cos(ωT · t + φFM (t)) (3.1) Cho FM, quan hệ sN (t) đợc cho nh sau : Trong tần số góc sóng mang đợc tính theo đơn vi rad/s kFM số điều chế Không có liên quan phổ tín hiệu sN(t) phổ tín hiệu ®· ®iỊu chÕ NÕu chóng ta sư dơng b¶n tin điều hòa nh sau : Thì tín hiệu đà ®iỊu chÕ cã thĨ ®ỵc biĨu diƠn nh sau : Với Tích phân không biến đổi : Ta đặt : với Độ lệch tần cho công thức : (3.3) Tín hiệu đà điều chế có dạng nh sau : Sư dơng hµm besel : Vµ quan hƯ: TÝn hiƯu FM cã thĨ viÕt nh sau : Đáp ứng tần số đợc xác định biến đổi fourier : Với SFM đợc biểu diễn nh sau : Nhìn chung băng thông FM không bị giới hạn nhng tắt nhanh băng thông quanh tần số sóng mang Băng thông này, tìm đợc theo định luật Carson : 3.4 Trong fg tần số cao tin Do băng thông tăng tăng tần số tin tăng 3.2 Xử lý cầu phơng I/Q : Hình 2.5 : Cấu trúc khối giải điều chế FM Viêc trộn tín hiệu tới băng gốc đợc tạo cách nhân tín hiệu FM dao động phức sau cho qua lọc thông thấp (hình 3.4) Tín hiệu đầu vào đợc điều chế SFM : Tín hiệu đầu trộn : Bộ trộn cịng cã thĨ thùc hiƯn víi tÝn hiƯu thùc b»ng cách nhân tín hiệu FM với tín hiệu dao động sin cos.(Xem hình dới đây) Hình : 2.7 Trộn cầu phơng thực Tín hiệu đầu vào tín hiệu FM SFM nên tín hiệu đầu : Kết ta đợc tín hiệu, phần thực Sreal phần ảo Simag, đợc hiểu nh tín hiệu đồng pha vuông pha Các thuật toán giải điều chế FM số : 2.1 Bộ giải điều chế giữ trễ băng gốc : Phơng pháp điều chế sử dụng tín hiệu FM băng gốc Vì cần tới trộn vuông pha nh đà trình bày Hình dới biểu diễn sơ đồ khối giảI điều chế giữ trễ băng gốc phức Tín hiệu đầu vào tín hiệu FM phức băng gốc Hình 2.8 : Sơ đồ khối giải điều chế giữ trễ băng gốc phức Hệ thống đợc biểu diễn số học nh sau: (với T chu kì lấy mẫu) Tín hiệu đầu SD víi tÝn hiƯu b¶n tin gèc SN Do vËy, hƯ thống giải điều chế tín hiệu FM phức băng gốc, S basis Một phép nhân phức cần phép nhân thực tốn nhiều thời gian Víi c«ng thøc Euler cã thĨ viÕt nh sau : Ta thấy thông tin xuất phần thực giống nh phần ảo Do hệ thống giảm phần ảo Dùng tín hiệu thực băng gốc Sreal từ biểu thức 3.9 Simag từ biểu thức 3.10 nh đầu vào Hình 3.7 biểu diễn sơ đồ khối giảI điều chế giữ trễ băng gốc thực Hình 2.9 : Bộ giải điều chế giữ trễ băng gốc thực Tín hiệu đầu nh sau : TÝn hiƯu nµy b»ng víi tÝn hiƯu tin gốc SN Hệ thống giải điều chế tín hiệu FM thực băng gốc Tín hiệu sau qua arcsin nh sau : phải đợc giới hạn từ - tới đợc xác định rõ ràng : Từ biểu thức 3.3, độ lệch tần cực đại đợc tính toán để giải điều chế hoàn thiện Từ biểu thức thấy F cực đại phụ thuộc vào tốc độ lấy mẫu Do không đợc giới hạn, F tăng làm cho băng thông tín hiệu FM tăng Do tốc độ lấy mẫu tăng Bộ giảI điều chế giữ trễ cần tín hiệu đợc điều chế có biên độ không đổi, chuẩn hóa biên độ đợc thực trớc đa tới giải điều chế giữ trễ 2.2 Bộ giải điều chế thích ứng pha : Bộ giải ®iỊu chÕ thÝch øng pha cịng cÇn tÝn hiƯu FM băng gốc nh tín hiệu đầu vào(xem phần trên) Nó làm việc với tín hiệu thực, đầu vào Sreal biểu thức 3.9 Simag biểu thức 3.10 Hình 3.9 biểu diễn sơ đồ khối Biểu thức cho tín hiệu đầu : Hình 2.10 : Sơ đồ khối giải điều chế thích ứng pha Tín hiệu đầu SD với tin gốc SN Hệ thống giải điều chế tín hiệu FM băng gốc Tín hiệu sau qua hàm arctan g (n) = FM (n) phảI đợc hạn chế khoảng - tới đợc xác định rõ ràng Giả sử tín hiệu tin dạng sin, điều kiện sau mong muốn đạt đợc : Từ biểu thức 3.3 độ lệch tần cực đại đợc xác định Độ lệch tần cực đại F phụ thuộc vào tần số tin Trong trờng hợp xấu nhất, tần số tin thấp, độ lệch tần cực đại thấp không thực tế cho hầu hết ứng dụng Do giảI điều chế hữu dụng cho FM băng hẹp Bởi giới hạn FM vấn đề chia cho số bị hạn chế Điều v× tÝn hiƯu thùc b»ng cos (φFM)cã thĨ b»ng với FM = /2 với i số nguyên lẻ 2.3 Bộ giải điều chế dùng PLL : Hình 2.11 Sơ đồ khối giải điều chế dùng PLL PLL vòng phản hồi Bên cạnh việc giải điều chế số, đợc sử dụng để khôi phục sóng mang đồng Hình biểu diễn sơ đồ khối vòng khóa pha (PLL) Điều chế FM lu trữ thông tin vào biến đổi tÇn sè ý tëng cđa PLL nh sau : Víi giúp đỡ vòng phản hồi, tần số đà điều khiển bám theo tần số chuẩn Tần số đà điều khiển trờng hợp tin đà giải điều chế S D(n), tơng ứng với tin gốc SN(n) Tần số chuẩn đợc đa tín hiệu đà điều chế SFM(n), có liên quan gián tiếp với tin S N(n) Bộ phân biệt pha tách lệch pha tín hiệu đà điều chế tạo dao động điều khiển điện áp (VCO) Sự lệch pha đợc lọc lọc vòng sau đa tín hiệu tin Hoàn thiện thực tế PLL đợc biểu diễn hình 3.11 Chức vòng phản hồi đợc thảo luận Mục tiêu biểu diễn toán học kết hợp tín hiệu chuẩn SFM(n) tín hiệu đà điều khiển SFM(n) SFM(n) : PLL nh đợc biểu diễn hình 3.11 PLL băng gốc, tín hiệu SFM(n) phải đợc trộn xuống băng gốc trớc giải điều chế Đờng tín hiệu : Đờng tín hiệu dới : Bây tín hiệu đợc viết nh sau : H×nh 2.12 : thùc hiƯn bé PLL thùc tÕ Thật khó để thảo luận biểu thức biểu thức nhân chập Do biến đổi miền Z đơn giản để phân tích, điều thực vòng phi tuyến.Để loại bỏ tích nhân chập, hàm truyền lọc phảI đợc giảm tới số P, phép nhân chập đợc thay phép nhân, phần tử ngoặc vuông đợc đơn giản theo lt sin nh sau : BiĨu thøc b©y giê cã thể viết nh sau : Mục tiêu vòng phản hồi làm cho : Để làm đợc điều vế phải 3.18 phải 0, số P phải đủ lớn PLL biểu diễn biểu thức : Biểu thức đầy đủ để PLL điều khiển tới : Nh đà mô tả trên, lọc G đợc giảm tới số P để giải điều chế tín hiệu FM PLL hƯ thèng phi tun C¸c hƯ thèng phi tun cã đặc điểm đa tần số không điều hòa Những tần số gây méo 2.4 Bộ giải điều chế trộn : Hình 2.13 : sơ đồ khối giải điều chế trộn Bộ giải điều chế kết hợp giải điều chế giữ trễ băng gốc giải điều chế thích nghi pha, điều loại bỏ số nhợc điểm Các đầu vào tín hiêu hai tín hiệu thực ảo sau trộn theo biểu thức 3.9 3.10 Từ biểu thức 3.2, đầu tín hiệu đợc viết nh sau : Bộ giải điều chế trộn giải điều chế tín hiệu FM băng gốc Tợng tự, tín hiệu sau khối arctan g2(n) cần đợc giới hạn pi/2 pi/2 Do kết luận nh giảI điều chế giữ trễ, F đợc tạo F phụ thuộc vào tốc độ lấy mẫu Bởi giới hạn g2(n), vấn đề chia cho không tån t¹i TÝn hiƯu : Cã thĨ b»ng chØ FM = /2 Trong đói số nguyên lẻ Để tránh chia cho 0, đầu giữ trễ Z-1 với mẫu bắt đầu với sè kh¸c So s¸nh c¸c thuËt to¸n : Trong phần thuật toán đợc so sánh víi vỊ chÊt lỵng tÝn hiƯu 4.7 Comparison of the Algorithms In this section the algorithms will be compared to each other concerning signal quality, robustness, computing power and storage utilization The phase-adapter demodulator will not be included in the comparison, because it does not meet the specifications 4.7.1 Signal Quality The comparison regarding the signal quality is done on the basis of the harmonic distortion and SINAD The delay demodulator and the mixed demodulator show nearly identical values for the ideal and the DSP models, due to their similarity The harmonic distortion rises with rising frequencies or rising kFM, which is, due to rising bandwidth and aliasing The PLL also shows a