Chuong2( fileminimizer)

Chương 2: Cơ sở lý thuyết CHƯƠNG 2: CƠ SỞ LÝ THUYẾT Chương trình bày vấn đề hệ thống MIMO-OFDM, đồng thời giới thiệu chi tiết kỹ thuật hệ thống OFDM, hệ thống MIMO nhằm cung cấp sở lý thuyết để thiết kế hệ thống MIMO-OFDM hoàn chỉnh 2.1 Hệ thống MIMO [2],[3] 2.1.1 Khái niệm hệ thống MIMO Nhu cầu dung lượng hệ thống di động, không dây, internet tăng lên nhanh chóng giới Tuy nhiên phổ tần lại giới hạn, việc tăng hiệu sử dụng phổ tần điều cần thiết Việc tăng hiệu sử dụng phổ tần cao sử dụng nhiều an-ten đầu phát đầu thu MIMO (Multiple Input Multiple Output) hệ thống truyền thông điểm-điểm với đa an-ten đầu phát đầu thu (Hình 2.1) Những nghiên cứu cho thấy hệ thống MIMO tăng tốc độ liệu, giảm BER, tăng vùng bao phủ hệ thống vô tuyến mà không cần tăng cơng suất hay băng thơng Chí phí trả cho tăng tốc độ đường truyền chi phí triển khai hệ thống an-ten, không gian hệ thống tăng độ phức tạp xử lý tín hiệu số tăng Hình 2.1: Hệ thống MIMO Chương 2: Cơ sở lý thuyết 2.1.2 Các kỹ thuật phân tập 2.1.2.1 Phân tập an-ten Kĩ thuật phân tập an-ten (hay phân tập không gian) sử dụng để làm giảm fading đa đường cải tiến độ tin cậy kênh truyền mà không yêu cầu tăng công suất phát hay tăng băng tần Kĩ thuật phân tập phải có nhiều tín hiệu phát đầu thu với độ tương quan nhỏ môi trường fading Khoảng cách an-ten khoảng vài bước sóng để tín hiệu không tương quan Không giống phân tập tần số, thời gian, phân tập không gian làm giảm hiệu suất sử dụng băng thơng Đặc tính quan trọng truyền thông không dây tốc độ cao tương lai Hình 2.2: Các phương pháp phân tập Tùy thuộc vào nhiều an-ten phân tập mà chia làm loại: MISO (Multiple Input Single Output) - phân tập an-ten phát, SIMO (Single Input Multiple Output) phân tập an-ten thu, MIMO (Multiple Input Multiple Output) phân tập an-ten thu phát 2.1.2.2 Phân tập tần số Trong phân tập tần số, sử dụng nhiều tần số khác để phát nội dung Các tần số phải phân tập để đảm bảo bị ảnh hưởng fading cách độc lập Khoảng cách tần số phải lớn vài lần băng thông để đảm bảo khơng có tương quan với Trong truyền thơng di động, nội dung tín hiệu thêm vào thành phần dư thừa thưởng gọi trải phổ, ví dụ trải phổ trực tiếp, điều chế đa sóng mang, trải phổ nhảy tần 10 Chương 2: Cơ sở lý thuyết 2.1.2.3 Phân tập thời gian Hình 2.3: Phân tập thời gian mã hóa xen kênh Từ hình vẽ ta thấy có xen kênh từ mã thứ bị fading phần Phân tập thời gian phát nội dung thời gian khác Khoảng thời gian yêu cầu thời gian trễ lớn 2.1.3 Các độ lợi hệ thống MIMO Bao gồm loại độ lợi hệ thống MIMO: độ lợi beamforming, độ lợi ghép kênh không gian, độ lợi phân tập không gian 2.1.3.1 Độ lợi beamforming Độ lợi beamforming giúp hệ thống tập trung lượng xạ, giảm hướng khơng mong muốn, giảm can nhiễu, từ giúp cải thiện chất lượng kênh tăng độ bao phủ hệ thống Để thực beamforming khoảng cách anten hệ thống MIMO thường phải nhỏ nửa bước sóng Hình 2.4: Kĩ thuật beamforming 11 Chương 2: Cơ sở lý thuyết 2.1.3.2 Độ lợi ghép kênh không gian (spatial multiplexing) Hình 2.5: Hệ thống tăng tốc độ sử dụng ghép kênh khơng gian Các tín hiệu phát độc lập đồng thời nhằm tăng dung lượng kênh truyền mà không cần tăng công suất phát băng thông Dung lượng hệ thống tăng tuyến tính theo số lượng kênh song song 2.1.3.3 Độ lợi phân tập khơng gian Hình 2.6: Phân tập khơng gian giúp cải thiện SNR Việc phân tập cung cấp cho thu tín hiệu giống qua kênh truyền fading khác Hệ thống chọn lựa kết hợp để giảm BER, chống fading qua tăng độ tin cậy hệ thống Trên thực tế để tăng dung lượng tăng độ tin cậy, giảm BER phải kết hợp ghép kênh không gian phân tập không gian 2.2 Mã hóa khơng gian thời gian STC Các an-ten hệ thống MIMO phải có khoảng cách đủ lớn để tín hiệu an-ten khơng bị ảnh hưởng Lợi dụng tượng đa đường tán xạ, mã hóa khơng gian thời gian phát đồng thời chuỗi symbol tất an-ten 12 Chương 2: Cơ sở lý thuyết qua tăng độ lợi ghép kênh độ lợi phân tập Mã hóa khơng gian thời gian bao gồm loại: o Mã hóa khơng gian thời gian khối STBC (Space-Time Block Code) o Mã hóa khơng gian thời gian lưới STTC (Space-Time Trellis Code) o Mã hóa khơng gian thời gian lớp BLAST (Bell-Laboratories Layed Space-Time) 2.2.1 Mơ hình hệ thống Một hệ thống bao gồm nhiều an-ten phát N T nhiều an-ten thu N R biểu diễn công thức (2.1), mơ hình chung cho kỹ thuật MIMO khác (2.1) Hoặc đơn giản công thức (2.2) y  Hx  n (2.2) Với y  C N tín hiệu từ N R , x C NT biểu diễn tính hiệu từ N T , n C NR kí R hiệu nhiễu trắng Gauss N (0,  ) H  C NR NT ma trận kênh truyền chứa hệ số phức hij , kích thước N R  N T , hij có biên độ độ dịch pha ngẫu nhiên, hệ số biểu diễn độ lợi kênh truyền từ phát j đến thu i 2.2.2 Dung lượng hệ thống Giả sử hệ thống có N kênh truyền chiều song song bị nguồn nhiễu Gauss có phương sai  12 , ,  N2 có tác động Hình 2.7.Dung lượng kênh tính theo định lý Shannon, dung lượng hệ kênh song song tổng dung lượng kênh đơn công thức (2.3) 13 Chương 2: Cơ sở lý thuyết (2.3) Với  hệ số nhân Lagrange chọn cho tổng công suất phát là: N P   Pn n 1 Hình 2.7: N kênh truyền nhiễu Gauss trắng song song Dung lượng kênh truyền phụ thuộc vào ma trận H tính thơng qua việc phân tách H thành tập kênh truyền song song, theo phân bố Gauss, độc lập vô hướng H  UDV H (2.4) Với U  C NR  NR V C NT NT ma trận unitary ( U U H  I R , V V H  I N ), N T DRNRNT ma trận đường chéo Ta có biểu thức y= Hx + n =UDVH x +n (2.5) Nhân vế biểu thức với UH ta biểu thức U H y  U H UDV H x  U H n (2.6) H H H Đặt : y  U , x  V , n  U n Ta có biểu thức: y  Dx  n (2.7) Nếu NT > NR có NR tín hiệu thuộc x tách NT < NR: có NT thuộc x có ích, NR – NT cuối khơng thơng tin n có phân 2 bố x  x lượng hệ bảo toàn hệ trở thành hệ kênh truyền Gauss song song Hình 2.8 14 Chương 2: Cơ sở lý thuyết Hình 2.8: Hệ truyền nhiễu Gauss trắng song song tương đương Hệ số dn loại bỏ cách nhân tính hiệu thu với D1 , đưa hệ thống MIMO hệ thống kênh truyền song song (2.8) 2.2.3 Mã hoá không gian thời gian khối STBC STBC thực mã hố khối kí tự đầu vào thành ma trận đầu với hàng tương ứng với an-ten phát (không gian) cột tương ứng với thứ tự phát (thời gian) STBC cho phép phân tập đầy đủ có độ lợi nhỏ tuỳ thuộc vào tốc độ mã, trình mã đơn giản dựa giải mã tương quan tối đa (maxium Likehood) 2.2.3.1 Sơ đồ Alamouti Trong sơ đồ Alamouti mã hố space-time mã hố kí tự liên tiếp [C1C2 ] , thuộc chòm điều chế thành ma trận: C C   C2 C *2   C *1  (2.9) Ma trận C gọi ma trận mã, có tính chất 2 CC   ( C1  C2 ) I (2.10) 15 Chương 2: Cơ sở lý thuyết Hình 2.9: Sơ đồ Alamouti an-ten phát an-ten thu Trong chu kì thứ phát phát đồng thời tín hiệu C1 C2 an-ten 1, 2, chu kì tiếp theo, phát phát tín hiệu  C 2* C1* an-ten 1, Hình 2.10: Các symbol phát thu Tín hiệu máy thu chu kì chu kì 2: * C1 C2   r1 r2    h1 h2     n1 n2  * C2 C1  (2.11a)  r1  h1C1  h2 C2  n1 (2.11b) r2   h1C 2*  h2 C1*  n2 Khi 2 2 h1*r1  h2 r2*  ( h1  h2 )C1  h1*n1  h2 n2* * * * * (2.12) h r  h r  ( h1  h2 )C2  h n  h n 2 SNR an-ten thu :   ( h1  h2 ) 16 PC Pn (2.13) Chương 2: Cơ sở lý thuyết Nếu có N an-ten thu ta có SNR tổng cộng: Nr 2    ( h1  h2 ) i 1 PC Pn (2.14) 2.2.3.2 Sơ đồ Alamouti mở rộng Sơ đồ Alamouti mở rộng cách xài an-ten M an-ten thu Hình 2.11: Sơ đồ Alamaouti mở rộng Khi :  rM rM    hM * C1 C2  hM     nM nM  * C C   1 (2.15) Tương ứng ta có: 2 2 hi*1ri1  hi ri*2  ( hi1  hi )C1  hi*1ni1  hi ni*2 * i i1 * i1 i * i i1 (2.16) * i1 i h r  h r  ( hi1  hi )C2  h n  h n 2.2.3.3 Mã hố khơng gian thời gian lưới STTC STTC cho phép phân tập đầy đủ độ lợi mã cao, STTC loại mã chập mở rộng cho MIMO Cấu trúc mã chập phù hợp với truyền thông vệ tinh, sử dụng mã hoá đơn giản, đạt hiệu cao nhờ vào phương pháp giải mã phức tạp 17 Chương 2: Cơ sở lý thuyết Nếu STBC xử lý độc lập khối kí tự đầu vào để tạo chuỗi vector mã độc lập, STTC xử lý chuỗi kí tự đầu vào để tạo chuỗi vector mã phụ thuộc vào trạng thái mã trước Bộ mã hố tạo vector mã cách dịch chuyển bit liệu dịch qua K tầng, moi64i tầng có k bit.Một n phép cộng nhị phân với K tầng tạo vector mã n bit Mỗi lần dịch k bit liệu cho vector n bit Tốc độ mã Rc  k n (2.17) K số tần ghi dịch gọi constraint length mã Hình 2.12: Sơ đồ mã lưới Đề tài xét ví dụ đơn giản với: k=1, K=3, n=2 hình 2.13: Hình 2.13: Sơ đồ lưới mã với k=1, K=3, n=2 18 Chương 2: Cơ sở lý thuyết Mô tả mã lưới sơ đồ trạng thái thể hình bên dưới: Hình 2.14: Mơ tả mã lưới sô đồ trạng thái với trường hợp k=1, K=3, n=2 Tín hiệu nhận máy thu giải mã tương quan tối đa không gian thời gian STMLD (Space-Time Maxium Likeihood Decoder) giải mã Bộ STMLD thực thành giải thuật Viterbi, đường mã có metric tích luỹ nhỏ chọn chuỗi liệu giải mã Độ phức tạp giải mã tăng theo hàm mũ với số trạng thái giản đồ chòm trạng thái mã lưới Một mã STTC có bậc phân tập D truyền liệu với tốc độ R bps độ phức tạp giải mã R ( D1) 2.2.4 Mã hóa khơng gian thời gian lớp BLAST Năm 1996, G.J Foschisi thuộc phịng thí nghiệm Bell đưa kiến trúc DBLAST (Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time) sử dụng đa an-ten phát, thu với kĩ thuật mã hóa phân lớp theo đường chéo, khối liệu truyền theo đường chéo Trong môi trường tán xạ Rayleigh, kiến trúc tăng dung lượng tuyến tính theo kiến trúc D-BLAST đạt tới 90% dung lượng Shannon Tuy nhiên phức tạp kiến trúc D-BLAST khó thực Năm 1996 Wolniansky với Foschini, Golden Valenzuela đưa kiến 19 Chương 2: Cơ sở lý thuyết trúc V-BLAST, kiến trúc thực thời gian thực phịng thí nghiệm Bell với hiệu suất băng thông lần lên tới 20-40 bps/Hz mức tỉ số tín hiệu nhiễu SNR từ 24-34 dB Kiến trúc V-BLAST: Kiến trúc V-BLAST tăng dung lượng hệ thống nhờ vào chiều không gian MIMO cung cấp Không giống CDM, V-BLAST sử dụng khoảng băng thông nhỏ cần thiết cho hệ thống Không giống FDM, symbol phát chiếm tồn băng thơng Và cuối khơng giống TDM,tồn băng thơng hệ thống dử dụng đồng thời để truyền symbol thời điểm V-BLAST sử dụng N T an-ten phát N R an-ten thu với N T  N R Trong VBLAST luồng mã hóa theo cách riêng Các luồng điều chế chòm QAM phát N T an-ten phát đồng thời với tần số 1/Ts symbol/s, lần phát phát thành L symbol Công suất phát luồng tỉ lệ với 1/NT tổng cơng suất phát số không phụ thuộc vào số an-ten phát Ở phía thu, an-ten thu thu N T an-ten phát, tín hiệu thu từ N R xử lý giải thuật V-BLAST để giải mã Hình 2.15: Hệ thống V-BLAST 2.3 Ghép kênh phân chia không gian (Spatial Division Multiplexing) Trong hệ thống MIMO SDM đầu phát trạng thái kênh truyền Dữ liệu truyền cách độc lập an-ten 20 Chương 2: Cơ sở lý thuyết Hình 2.16: Sơ đồ MIMO SDM Tín hiệu nhận phía đầu phát là: Nr yi (t )   hij x j (t )  zi (t ) (2.18) j 1 Hình 2.17: Tại đầu thu hệ thống MIMO SDM Giải mã liệu luồng thứ j soj (m)   Tj y (m) (2.19) Hình 2.18: Hệ hống SDM với nhiều an-ten phát, thu 21 Chương 2: Cơ sở lý thuyết Tín hiệu giải mã so ( m )  [ so ,1 ( m ), so ,2 (m ),  , so , N t ( m )]T  W T y ( m ) (2.20) W  [ w1 w2  wN t ] (2.21) 2.3.1 Ghép kênh phân chia không gian sử dụng thuật tốn Zero Forcing Tín hiệu giải mã đầu thu: so (m)  W T y(m)  W T Hx(m)  W T z (m)  W T Hs(m)  W T z (m) (2.22) Tính chất thuật toán ZF: WzT H  I NT (2.23) Do ta có: so ( m )  s ( m )  W zT z ( m ) (2.24) Trọng số ZF tính: W zT  H   ( H H H )  H H (2.25) SNR luồng thứ j: (2.26) Dung lượng kênh truyền theo thuật toán ZF: (2.27) 22 Chương 2: Cơ sở lý thuyết 2.3.2 Thuật toán MMSE (Minimum Mean Square Error) Đối với thuật tốn ZF khơng quan tâm đến nhiễu, chất lượng hệ thống bị ảnh hưởng MMSE thuật toán quan tâm đến nhiễu can nhiễu (2.28) Do đó: (2.29) Hay: (2.30) SNR luồng thứ j: (2.31) Dung lượng kênh truyền theo thuật toán MMSE: 23 Chương 2: Cơ sở lý thuyết (2.32) 2.4 Hệ thống OFDM[2] 2.4.1 Nguyên lý OFDM Ánh xạ Serial to OFDM Parallel Symbol chòm Chuỗi bit OFDM Parallel Parallel Signal totoSerial DAC Serial Hình 2.19: Nguyên lý OFDM Tín hiệu dải gốc sau thực ánh xạ chịm (ví dụ BPSK, QPSK, QAM, …) thành symbol liệu dạng phức, symbol liệu xếp thành khối điều biến nhóm sóng mang sát Khối sóng mang tạo thành OFDM symbol Các luồng liệu điều khiển để chiếm hay nhiều kênh toàn OFDM symbol Tín hiệu OFDM truyền đa hợp luồng liệu Trong hệ thống OFDM, việc chuyển từ tín hiệu số sang tín hiệu tương tự biến đổi số sang tương tự (ADC: analog to digital converter) Ngõ ADC tín hiệu dải gốc Nguyên lý hệ thống OFDM mơ tả Hình 2.19 24 Chương 2: Cơ sở lý thuyết 2.4.2 Tín hiệu OFDM Hình 2.20 mơ tả ngun lý q trình tạo tín hiệu OFDM Đầu vào điều chế dòng liệu {dl} chia thành dòng liệu song song với tốc độ liệu giảm N lần thông qua chia nối tiếp/song song Trong đó, N số sóng mang Dịng bit luồng liệu {di,k} điều chế thành tín hiệu {am,k}, với k số song mang con, i số khe thời gian tương ứng với N bit song song qua biến đổi nối tiếp/song song, m số khe thời gian tương ứng với N mẫu tín hiệu phức Tín hiệu {am,k} nhân với xung sở để giới hạn phổ tần sóng mang Tiếp theo, tín hiệu nhân với với sóng mang k (t ) Các sóng mang k (t ) trực giao với biểu diễn công thức: k (t )  e j 2 f k t (2.33) Với fk tần số tương ứng với số k subcarrier OFDM symbol Hình 2.20: Nguyên lý tạo tín hiệu OFDM Tín hiệu OFDM dải gốc N sóng mang là: sm (t )  N N 1 a  (t ) ,  t  NT m,k k k 0 25 (2.34) Chương 2: Cơ sở lý thuyết am,k symbol phức thứ k chuỗi liệu sau thực điều biến dải gốc, NT chiều dài symbol OFDM chứa N subcarrier, T thời gian lấy mẫu Mỗi subcarrier cách khoảng nhau: f  thức: f k  , f k tính theo công NT k NT (2.35) Các fk trộn với sóng mang tần số fc tạo thành N sóng mang trực giao Mỗi tín hiệu sm(t) tương ứng với điểm không gian Euclid N chiều gọi khơng gian tín hiệu, điểm biểu diễn giá trị (am,1, a m,2,…, am,N) Một tập hợp M điểm không gian N chiều gọi chùm tín hiệu (signal constellation) Trong trường hợp thực truyền tín hiệu liên tục, m số nguyên phụ thuộc vào độ dài liệu đưa vào Các kết có sau thực phép nhân cộng lại tín hiệu cuối dạng sóng (theo thời gian) truyền qua kênh Do fk (t ) điều chế tần số sóng mang f k  k f (Hz), nên kỹ thuật OFDM thường coi có N sóng mang Trên sóng mang tín hiệu truyền với tốc độ thấp ROFDM  RS N Trong OFDM, tốc độ tín hiệu kênh tốc độ truyền tín hiệu (hoặc khung) OFDM 2.4.3 Thực hệ thống OFDM phép biến đổi IFFT/FFT Nhiều nghiên cứu tiến hành để tách sóng mang kỹ thuật OFDM [5] Ban đầu, việc tách sóng mang thực lọc dải qua Tuy nhiên, phương pháp yêu cầu đáp ứng lọc phải có độ dốc lớn Điều dẫn đến nhiều khó khăn thiết kế ứng dụng kỹ thuật OFDM Năm 1971, Weinstein and Ebert đề nghị cách thực OFDM rời rạc sau: sm (nT )  N N 1  am,k e k 0 j 2 nk N (2.36) ,  n  N 1 26 Chương 2: Cơ sở lý thuyết Đây biến đổi Fourier ngược rời rạc (IDFT) chuỗi ak , điều làm cho việc thực OFDM trở nên dễ dàng DFT/IDFT công cụ thực hiệu phần cứng lẫn phần mềm Việc giải đa hợp tín hiệu OFDM phần thu biến đổi Fourier rời rạc (DFT) Điều giúp việc thực hệ thống OFDM đơn giản Nhằm giảm độ phức tạp hệ thống, phép biến đổ DFT/IDFT thay phép biến đổi Fourier rời rạc nhanh FFT/IFFT Hình 2.21 Hình 2.21: Nguyên lý tạo tín hiệu OFDM thuật tốn IFFT 2.4.4 Cyclic Prefix Hệ thống sử dụng OFDM gặp hai vấn đề khó khăn Một khoảng cách subcarrier nhỏ dẫn đến dễ xảy can nhiễu liên sóng mang (ICI) Khó khăn thứ hai symbol OFDM truyền liên tiếp, đáp ứng đường truyền kéo dài xảy can nhiễu liên ký tự (ISI) Nếu ta phân cách symbol OFDM khoảng zero vấn đề ISI giải ICI khơng thể khống chế (hình 22b) Năm 1980, Peled Ruiz đưa ý tưởng dùng đoạn cyclic prefix, lấy phần liệu cuối chép lên đầu tín hiệu OFDM, nhờ vậy, cyclic prefix giải ISI lẫn ICI Việc sử dụng cyclic prefix minh hoạ hình 22c 27 Chương 2: Cơ sở lý thuyết (a) (b) (c) Hình 2.22: Tín hiệu truyền với cyclic prefix (a) khơng có khoảng bảo vệ, (b) có khoảng bảo vệ (c) khoảng bảo vệ với cyclic prefix Khoảng bảo vệ  G kéo dài khoảng G  t  tín hiệu OFDM Tín hiệu OFDM có cyclic prefix sau: sm (t )  N N 1 a  (t ) , G  t  NT m,k k (2.37) k 0 Thông thường khoảng cyclic prefix phải chọn cho lớn thời gian trễ truyền dẫn kênh truyền thay đổi nhằm đảm bảo tốc độ truyền tốt Các ưu điểm nhờ chèn thêm dải bảo vệ có ý nghĩa lớn việc giải 28 Chương 2: Cơ sở lý thuyết vấn đề ISI ICI Tuy vậy, dùng thêm đoạn cyclic prefix có hậu ta phải thêm lượng lượng cho cyclic prefix làm chậm tốc độ truyền Năng lượng phát tăng tăng chiều dài  G cyclic prefix, lượng tín hiệu thu lấy mẫu giữ nguyên Năng lượng phát sóng mang là:  |  (t ) | k dt  NT (2.38) NT   G Và suy giảm SNR loại bỏ cyclic prefix máy thu là: Eloss  NT NT   G (2.39) Vậy suy giảm SNR loại bỏ cyclic prefix máy thu là: SNR loss    10 log10 1  G   NT  (2.40) Như vậy, cyclic prefix có chiều dài lớn suy giảm SNR nhiều 2.4.5 Bộ giải điều chế OFDM Hình 2.23: Nguyên lý giải điều chế OFDM Máy thu OFDM coi gồm nhiều giải điều chế, thực chuyển tín hiệu sóng mang xuống băng gốc tích phân chu kỳ tín hiệu nhằm khơi phục lại liệu ban đầu Sơ đồ nguyên lý q trình giải điều chế tín hiệu kỹ thuật OFDM mơ tả Hình 2.23 Chúng ta 29 Chương 2: Cơ sở lý thuyết dễ dàng nhận thấy, hàm k (t ) với k = 1,2, ,N trực giao với đơi khơi phục ( am ,1 ,, am ,2 , , am,N ) ban đầu Về mặt toán học, hàm coi trực giao nếu: a * k , p  q 0, p  q (2.41)  p (t ). q (t )dt   b Trong đó, * ký hiệu liên hợp phức Sự trực giao sóng mang thực sau: phổ tín hiệu sóng mang thứ p dịch vào sóng mang thứ q khoảng thơng qua phép nhân với hàm phức w S  2 f S  2 e jp S t , khoảng cách tần số sóng mang p q TS Nếu tất sóng mang khơng phải sóng mang mong muốn bị trộn xuống tần số số nguyên lần , T chu kỳ tín hiệu, chúng có T tích phân chu kỳ ký hiệu Như vậy, sóng mang trực giao với độ dãn cách sóng mang bội số T Tương tự máy phát, giải điều chế tín hiệu OFDM thay phép biến đổi FFT Hình 2.24 Hình 2.24: Nguyên lý giải điều chế OFDM FFT 30 Chương 2: Cơ sở lý thuyết 2.4.6 Các ưu nhược điểm Tóm lại, hệ thống OFDM có bốn ưu điểm Thứ nhất, hệ thống OFDM loại nhiễu liên ký tự (ISI) cách sử dụng chuỗi bảo vệ Các chuỗi bảo vệ phải có chiều dài lớn thời gian trễ lớn kênh truyền Thứ hai, hệ thống OFDM ứng dụng hệ hệ thống truyền thông dải rộng nhờ khả sử dụng hiệu phổ tần cách chia thành băng chồng lên Đồng thời, việc chia băng nhằm chống lại ảnh hưởng kênh truyền chọn lọc tần số Thứ ba, hệ thống OFDM thực đơn giản phép biến đổi IFFT/FFT Điều cuối khả kết hợp với kỹ thuật khác nhằm tăng chất lượng hệ thống như: hệ thống OFDM-CDMA MIMO-OFDM Bên cạnh ưu điểm trên, hệ thống OFDM có ba khuyết điểm Thứ nhất, việc sử dụng chuỗi bảo vệ làm giảm băng thông hệ thống khoảng bảo vệ khơng mang thơng tin có ích Thứ hai, hệ thống nhạy cảm với dịch tần số dịch pha yêu cầu trực giao sóng mang Cuối cùng, subcarrier điều biến biên độ symbol liệu dải gốc, số lượng subcarrier lớn có xác suất xảy giá trị có biên độ lớn so với trị trung bình Điều làm tăng hệ số tỉ lệ lượng đỉnh lượng trung bình (PAR: Peak to Average Power) Đây yếu tố gây khó khăn việc bảo đảm tính tuyến tính mạch khuếch đại, chuyển đổi ADC, DAC Một số phương pháp giảm PAR sử dụng như: phương pháp kết hợp OFDM với mã hóa khối mã hóa sửa sai, phương pháp kết hợp với trải phổ, phương pháp điều khiển pha subcarrier để khơng có tượng cộng nhiều tín hiệu pha, phương pháp thay subcarrier không sử dụng symbol OFDM subcarrier có pha ngược, phương pháp thiết lập ngưỡng để giới hạn trị đỉnh Phương pháp kết hợp OFDM với mã hóa sửa sai có tác dụng tốt, nhiên số subcarrier tăng, khối mã hóa tăng địi hỏi lượng tính tốn lớn làm cho hệ thống phức tạp Phương pháp thiết lập ngưỡng nghiên cứu với cách thiết lập mềm, sử dụng mạng neuron,… đề nghị Đây vấn đề cần tiếp tục nghiên cứu 31