Tổng quan lĩnh vực nghiên cứu
Trong những năm gần đây, bộ nghịch lưu đã trở thành công cụ quan trọng trong điều khiển động cơ điện xoay chiều và các lĩnh vực sản xuất công nghiệp, nguồn năng lượng mới, hệ thống phân phối điện, xe điện và pin nhiên liệu Để đạt được điện áp đầu ra cao hơn điện áp đầu vào cho các ứng dụng năng lượng thấp như tấm pin mặt trời và pin nhiên liệu, bộ nghịch lưu truyền thống cần có bộ tăng áp trước, dẫn đến việc mạch trải qua hai quá trình chuyển đổi, làm tăng số lượng linh kiện, kích thước mạch và tổn hao, giảm hiệu suất hệ thống Hơn nữa, các khóa đóng ngắt trên cùng một nhánh không được phép đóng cùng lúc để tránh ngắn mạch nguồn điện một chiều Để khắc phục những nhược điểm này, nhiều nghiên cứu đã thiết kế các bộ nghịch lưu mới, trong đó có nghịch lưu nguồn Z (ZSI) đã được áp dụng rộng rãi Nghiên cứu cũng so sánh nghịch lưu ZSI cải tiến với nghịch lưu qSBI cải tiến, cho thấy cấu hình qSBI có nhiều ưu điểm như dòng điện qua các khóa bán dẫn và diode nhỏ hơn, điện áp chịu được trên tụ lớn hơn, hiệu suất cao hơn và hệ số tăng áp lớn hơn.
Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha sáu dây được trình bày bằng cách sử dụng hai bộ nghịch lưu nguồn đơn kết hợp với cấu hình qSBI trong mạch tăng áp.
Cấu hình mạch tăng áp (SBI) có kích thước nhỏ gọn hơn mạch tăng áp ở ZSI nhờ sử dụng ít linh kiện, phù hợp cho hệ thống lưới điện thông minh nhỏ với năng lượng mặt trời Cấu hình qSBI cải tiến giúp giảm điện áp trên tụ, tăng hệ số ngắn mạch và cải thiện dòng điện ngõ vào, từ đó nâng cao hiệu suất hệ thống Nhiều nghiên cứu trong nước đã được thực hiện về các bộ nghịch lưu, ví dụ như luận văn thạc sĩ của Ngô Bắc Biển và Lương Hoàn Tiến Phương pháp điều khiển PWM thường được áp dụng cho các bộ nghịch lưu nhưng có nhược điểm như không tối ưu hóa số lần chuyển mạch, dẫn đến linh kiện dễ hư hỏng và sóng hài cao Phương pháp điều chế vector không gian (SVM) đã được đề xuất để khắc phục những hạn chế của PWM, giúp giảm tổn hao công suất và sóng hài trên điện áp và dòng điện ngõ ra.
Bài viết tổng quan về phương pháp điều chế vector không gian cho nghịch lưu ba pha nguồn Z, so sánh các phương pháp SVM để tìm ra phương pháp tối ưu nhất cho việc điều khiển nghịch lưu ZSI Các phương pháp SVM6 và SVM4 cho phép cả ba nhánh khóa bán dẫn của mạch nghịch lưu ngắn mạch trong mỗi chu kỳ điều chế, mang lại khả năng tăng áp cao nhưng tần số đóng cắt lớn, dễ gây tổn thất cho linh kiện Trong khi đó, SVM1 cho phép một nhánh khóa bị ngắn mạch với tần số đóng cắt thấp nhưng có hệ số tăng áp nhỏ nhất SVM2 có hệ số tăng áp cao và cho phép hai nhánh khóa bán dẫn ngắn mạch, với chỉ bốn lần chuyển mạch trong mỗi chu kỳ điều chế, giúp giảm số lần đóng cắt và tăng tuổi thọ linh kiện.
Từ phân tích ở trên ta thấy cấu hình qSBI ưu điểm hơn ZSI, phương pháp điều khiển
Nghiên cứu này trình bày đề tài "Giải thuật điều chế vector không gian cho bộ nghịch lưu tăng áp ba pha", với mục tiêu chứng minh rằng SVM2 vượt trội hơn các phương pháp PWM, SVM4, SVM6 và SVM1 Đề tài này kết hợp phương pháp điều khiển SVM2 với nghịch lưu qSBI để tối ưu hóa hiệu suất.
Mục đích của đề tài
Mục đích của đề tài là áp dụng phương pháp SVM2 cho bộ nghịch lưu tăng áp qSBI, kết hợp với việc tạo ngắn mạch nhằm nâng cao điện áp tại ngõ ra, vượt qua điện áp cung cấp ở ngõ vào.
Nhiệm vụ và giới hạn của đề tài
Nghiên cứu các cấu hình nghịch lưu tăng áp, từ đó đưa ra cấu hình tối ưu
Nghiên cứu các phương pháp điều chế cho nghịch lưu tăng áp, từ đó đưa ra phương pháp điều chế tốt hơn
Phân tích mạch, mô phỏng trên PSIM với tải R, RL
Lập trình điều khiển dùng card DSP F28335 bằng chương trình CCS (Code Composer Studio).
Phương pháp nghiên cứu
Nghiên cứu các cấu hình nghịch lưu truyền thống và nghịch lưu tăng áp, cùng với các kỹ thuật điều chế như PWM, SIN PWM, MODIFIED SPWM, và SVM, đã được thực hiện dựa trên tài liệu từ các tạp chí khoa học, hội nghị chuyên môn và các bài báo trên IEEE, IET.
Phân tích hoạt động của cấu hình qSBI
Thực hiện mô phỏng trên PSIM với các thông số khác nhau, từ đó chọn ra các thông số phù hợp
Tiến hành thực nghiệm, đánh giá, báo cáo kết quả mô phỏng và kết quả thực nghiệm
Điểm mới của đề tài
Nghịch lưu tăng áp qSBI đã được áp dụng để thay thế ZSI và được điều khiển bằng phương pháp PWM Tuy nhiên, hiện tại chưa có công bố nào về việc áp dụng phương pháp điều chế vector không gian 2 cho loại nghịch lưu này.
CƠ SỞ LÝ THUYẾT
Khái niệm bộ nghịch lưu
Bộ nghịch lưu có chức năng chuyển đổi năng lượng một chiều thành năng lượng xoay chiều, phục vụ cho các tải xoay chiều Tùy thuộc vào loại đại lượng điện ở đầu ra, bộ nghịch lưu có thể được phân loại thành bộ nghịch lưu áp hoặc bộ nghịch lưu dòng.
Nguồn điện áp một chiều có thể bao gồm pin năng lượng mặt trời, pin nhiên liệu và ắc quy Ngoài ra, điện áp một chiều cũng có thể được tạo ra từ việc chỉnh lưu điện áp xoay chiều và lọc phẳng.
Nối tải ba pha xoay chiều
Hình 2 1 Cấu hình nghịch lưu áp truyền thống
Linh kiện trong bộ nghịch lưu hoạt động như công tắc điều khiển dòng điện, với khả năng kích đóng và ngắt dòng qua mạch điều khiển Đối với các ứng dụng công suất vừa và nhỏ, transistor BJT, MOSFET và IGBT thường được sử dụng làm công tắc Trong khi đó, ở phạm vi công suất lớn, các linh kiện như GTO, IGCT hoặc SCR là sự lựa chọn phù hợp.
Bộ nghịch lưu áp có nhiều loại cũng như nhiều phương pháp điều khiển khác nhau:
+ Theo số pha: nghịch lưu một pha, nghịch lưu ba pha
+ Theo số cấp điện áp giữa một đầu pha tải đến một điểm có điện thế chuẩn trên
6 mạch có: hai bậc (two level), đa bậc (multi level - ba bậc trở lên)
Bộ nghịch lưu tăng áp ba pha bao gồm nhiều loại như nghịch lưu nguồn Z (Z-Source Inverter) và nghịch lưu qSBI (Quasi Switched Boost Inverter) Các phương pháp điều khiển phổ biến cho bộ nghịch lưu này bao gồm PWM, SIN PWM, MODIFIED SPWM và SVM.
Nghịch lưu tăng áp ba pha
Bộ nghịch lưu nguồn Z có khả năng nâng cao điện áp từ DC/AC mà không cần quá trình biến đổi công suất bổ sung, cho phép điện áp đầu ra lớn hơn điện áp đầu vào Thiết bị này hoạt động hiệu quả trong chế độ ngắn mạch của khóa bán dẫn công suất, giúp điều khiển mạch nghịch lưu Mạng nguồn Z bao gồm hai cuộn cảm, hai tụ điện có giá trị giống nhau và một diode kết nối giữa nguồn áp và mạch nghịch lưu.
Linh kiện đóng ngắt trong bộ nghịch lưu nguồn Z, như hình 2.2, tương tự như bộ nghịch lưu áp trong hình 2.1, sử dụng 6 khóa bán dẫn công suất IGBT Điều này cho phép nó kích hoạt và ngắt dòng điện, thực hiện chức năng giống như một công tắc.
Nối tải ba pha xoay chiều
Mạng nguồn Z Mạch nghịch lưu
Hình 2 2 Cấu hình bộ nghịch lưu nguồn Z
Bộ nghịch lưu nguồn Z có hai trạng thái chính xuất hiện trong mạch là trạng thái
“không ngắn mạch” và “ngắn mạch”
Trạng thái không ngắn mạch
Bộ nghịch lưu hoạt động trong trạng thái không ngắn mạch có hai trạng thái chính: trạng thái vector tích cực và trạng thái vector không Tổng thời gian của trạng thái này được ký hiệu là T-T0, trong đó T là thời gian đóng ngắt trong một chu kỳ của các khóa bán dẫn và T0 là thời gian ngắn mạch Trong quá trình này, diode D được dẫn, các tụ điện sẽ được nạp năng lượng, trong khi các cuộn cảm truyền năng lượng từ nguồn đến tải.
Hình 2 3 Trạng thái không ngắn mạch
Trong trạng thái ngắn mạch, bộ nghịch lưu bị ngắn mạch bởi hai khóa bán dẫn trên cùng một nhánh, với tổng thời gian là T0 Trong trạng thái này, diode D bị khóa, các tụ điện xả năng lượng trong khi các cuộn cảm tích trữ năng lượng từ các tụ.
Hình 2 4 Trạng thái ngắn mạch
Bộ nghịch lưu này có khả năng tăng điện áp xoay chiều đầu ra vượt mức điện áp đầu vào, cho phép mạch hoạt động hiệu quả ngay cả trong chế độ ngắn mạch Tuy nhiên, việc sử dụng nhiều linh kiện trong mạng nguồn Z dẫn đến tổn hao công suất cao, làm tăng chi phí thiết kế mạch.
2.2.2 Nghịch lưu quasi switched boost inverter (qSBI)
Bộ nghịch lưu nguồn Z nghịch lưu qSBI, giống như Hình 2.5, có hai trạng thái chính trong mạch: trạng thái "không ngắn mạch" và trạng thái "ngắn mạch".
Nối tải ba pha xoay chiều iL
Hình 2 5 Cấu hình nghịch lưu qSBI
Hình 2.5 trình bày cấu hình quasi switched boost inverter (qSBI) gồm một cuộn dây, một tụ điện, hai diode và một khóa ngắn mạch [20]
Bảng 2 1 Bảng so sánh cấu hình NLA, ZSI, qSBI
Bảng so sánh cấu hình
Nguồn DC cung cấp 1 1 1 Điện áp ra Giảm áp Tăng/Giảm áp Tăng/Giảm áp
Dựa trên phân tích và bảng so sánh cấu hình, có thể thấy rằng nghịch lưu áp truyền thống không thể tăng điện áp trực tiếp ở ngõ ra, trong khi nghịch lưu nguồn Z có khả năng điều chỉnh điện áp nhưng có cấu hình phức tạp hơn với nhiều linh kiện Ngược lại, nghịch lưu qSBI nổi bật hơn cả nhờ vào thiết kế đơn giản với chỉ một cuộn dây và một tụ điện Do đó, luận văn này sẽ tập trung nghiên cứu sâu hơn về cấu hình qSBI.
Các phương pháp điều chế cho nghịch lưu tăng áp
- Phương pháp điều chế độ rộng xung Sin Pwm (SIN PWM)
- Phương pháp điều chế độ rộng xung Sin cải biến (MODIFIED SPWM)
- Phương pháp điều chế vector không gian (SVM)
2.3.1 Phương pháp điều chế độ rộng xung sin cho nghịch lưu qSBI
Các bộ nghịch lưu áp thường được điều khiển bằng kỹ thuật điều chế độ rộng xung kết hợp với qui tắc kích đóng đối nghịch Qui tắc này đảm bảo rằng dạng áp tải được điều khiển theo giản đồ kích đóng công tắc và kỹ thuật điều chế độ rộng.
10 xung có tác dụng hạn chế tối đa các ảnh hưởng bất lợi của sóng hài bậc cao xuất hiện ở phía tải [31]
Trong bộ nghịch lưu n bậc, số lượng sóng mang dạng tam giác sử dụng là n-1, với tần số (fc) và biên độ đỉnh - đỉnh (Ac) đồng nhất, thường nằm trong khoảng từ 5KHz đến 10KHz Sóng điều khiển dạng sin có tần số (fm) và biên độ đỉnh - đỉnh (Am), với tần số thường là 50Hz hoặc 60Hz tùy thuộc vào yêu cầu tải Sóng điều khiển này sẽ thay đổi xung quanh tâm của hệ thống n-1 sóng mang; nếu sóng điều khiển lớn hơn sóng mang, linh kiện tương ứng sẽ được kích đóng, ngược lại, nếu sóng điều khiển nhỏ hơn, linh kiện sẽ bị kích khóa.
Gọi ma chỉ số biên độ (amplitude modulation index):
Nếu ma ≤ 1, biên độ sóng sin sẽ nhỏ hơn biên độ sóng mang, và mối quan hệ giữa thành phần cơ bản của áp ra và áp điều khiển sẽ là tuyến tính.
Hình 2 6 Dạng sóng mang, sóng điều khiển dạng sin và xung kích điều chế liên tục
Khi ma > 1, biên độ sóng sin vượt qua biên độ sóng mang, dẫn đến biên độ hài cơ bản tăng không tuyến tính theo ma Tình huống này gây ra sự xuất hiện của sóng hài bậc cao, gia tăng dần cho đến khi đạt mức giới hạn theo phương pháp 6 bước Đây được gọi là hiện tượng quá điều chế (over modulation).
Hình 2 7 Dạng sóng mang, sóng điều khiển dạng sin và xung kích điều chế gián đoạn Đối với bộ nghịch lưu 3 pha, biên độ áp pha hài cơ bản:
2 (2.2) Phương pháp SPWM đạt được chỉ số lớn nhất trong vùng tuyến tính khi biên độ sóng điều chế bằng biên độ sóng mang Khi đó:
𝑈 (1)𝑚−𝑠𝑖𝑥_𝑠𝑡𝑒𝑝 (2.3) Với: U(1)m là biên độ hài cơ bản
U(1)m-six_step là biên độ cực đại hài bậc cao theo phương pháp 6 bước
Phương pháp SPWM cho nghịch lưu qSBI được mô phỏng trong Hình 2.8, với việc tạo ra giản đồ xung kích để điều khiển các linh kiện bán dẫn công suất trong một pha tải Quá trình này thực hiện bằng cách so sánh sóng mang tam giác với tín hiệu điều khiển dạng sin Tần số điện áp ngõ ra tương ứng với tần số của sóng điều khiển, và tín hiệu điều khiển được kết hợp logic với tín hiệu ngắn mạch tsh thông qua cổng logic OR để tạo ra xung kích cho nhánh khóa nghịch lưu cần điều khiển.
Hình 2 8 Sơ đồ xung kích S1,S2,S3,S1x,S2x,S3x Bảng 2 2 Thông số mô phỏng phương pháp Sin PWM cho nghịch lưu qSBI
S TT Thông số Giá trị
1 Điện áp ngõ vào (Vdc) 40 V
2 Tần số sóng mang (fcarry) 10 KHz
3 Tần số sóng tham chiếu (fref) 50 Hz
Hình 2.9 minh họa phương pháp điều khiển sóng bằng cách sử dụng sin PWM, trong đó sóng tam giác (Vcarry) được so sánh với tín hiệu điều khiển dạng sin (Vsina) để tạo ra xung kích cho các khóa bán dẫn Sau đó, tín hiệu điều khiển này được chèn thêm một tín hiệu ngắn mạch (tsh) nhằm tạo ra xung ngắn mạch.
Hình 2 9 Từ trên xuống Dạng sóng mang, sóng sin, xung kích, xung ngắn mạch, trạng thái đóng ngắt các khóa S1,S1x
Hình 2.10, 2.11 mô phỏng điện áp ngõ ra trên tải R và chỉ sô THD cho nghịch lưu qSBI điều khiển bằng phương pháp SPWM
Hình 2 10 Điện áp ba pha trên tải R
Hình 2 11 Chỉ số THD điện áp ba pha trên tải R
Ưu điểm, nhược điểm chính của phương pháp này:
- Đơn giản, dễ thực hiện
- Việc điều chỉnh điện áp và tần số ra chỉ thông qua điều chỉnh biên độ và tần số điện áp điều khiển đưa vào
Các khóa công suất hoạt động bằng cách đóng cắt theo sóng điều khiển và sóng mang, tuy nhiên, phương pháp này không tối ưu hóa để giảm số lần chuyển mạch, dẫn đến tổn hao trong mạch vẫn còn cao.
2.3.2 Phương pháp điều chế độ rộng xung sin cải biến cho bộ nghịch lưu qSBI (Modified SPWM)
Phương pháp điều khiển này bao gồm việc tạo ra sóng điều khiển bằng cách kết hợp tín hiệu dạng sin với sóng hài bội ba, sau đó so sánh với sóng mang tam giác tần số cao Kết quả là tín hiệu xung kích được hình thành từ sự kết hợp của sóng mang và sóng điều khiển Tín hiệu xung kích này sẽ được cộng logic với tín hiệu ngắn mạch tsh thông qua cổng logic OR, nhằm tạo ra xung kích cho nhánh khóa nghịch lưu cần điều khiển.
Sơ đồ nguyên lý mạch:
Hình 2 12 Sơ đồ mô nguyên lý phương pháp điều chế độ rộng xung Sin cải tiến cho nghịch lưu qSBI
Thông số mô phỏng cho phương pháp điều chế độ rộng xung sin cải biến trong bộ nghịch lưu qSBI được trình bày tương tự như trong bảng 2.2 Hình 2.13 và Hình 2.14 (phóng to) cho thấy tín hiệu sóng mang được so sánh với tín hiệu sóng hài tạo xung kích cho các khóa bán dẫn công suất Xung kích này được chèn vào tín hiệu ngắn mạch (tsh) nhằm kích hoạt các khóa bán dẫn S2 và S2x.
Hình 2 13 Từ trên xuống sóng điều khiển và sóng mang, xung kích, tín hiệu xung ngắn mạch
Hình 2 14 Từ trên xuống sóng điều khiển, sóng mang, tín hiệu ngắn mạch (tsh), xung kích S2,S2x (Phóng to)
Hình 2.15 và 2.16 minh họa dạng sóng dòng điện ngõ ra cùng với chỉ số THD được đo bằng phương pháp điều chế độ rộng xung sin cải biến cho nghịch lưu qSBI.
Hình 2 15 Dạng sóng dòng điện ba pha qua tải
Hình 2 16 Chỉ số THD dòng điện ba pha qua tải
Ưu điểm, nhược điểm chính của phương pháp này:
- Chỉ số điều chế được mở rộng hơn so với phương pháp điều chế Sin PWM
- Đơn giản, dễ thực hiện
- Việc điều chỉnh điện áp và tần số ra chỉ thông qua điều chỉnh biên độ và tần số điện áp điều khiển đưa vào
Các khóa công suất đóng cắt theo điện áp điều khiển và sóng mang tần số cao gây ra tổn thất lớn trong mạch Việc không lựa chọn được các phương án đóng mở cho các khóa bán dẫn công suất đã dẫn đến việc không tối ưu hóa quy trình, từ đó làm tăng số lần chuyển mạch không cần thiết.
2.3.3 Phương pháp điều chế vector không gian cho nghịch lưu qSBI Ý tưởng của phương pháp điều chế vector không gian là tạo nên sự dịch chuyển liên tục của vector không gian tương đương trên quỹ đạo đường tròn của vector điện áp bộ nghịch lưu, tương tự như trường hợp vector không gian của đại lượng sin ba pha tạo được Với sự dịch chuyển đều đặn của vector không gian trên quĩ đạo tròn, các sóng hài bậc cao được loại bỏ và quan hệ giữa tín hiệu điều khiển và biên độ điện áp ra trở nên tuyến tính Vector tương đương ở đây chính là vector trung bình trong thời gian một chu kỳ lấy mẫu của quá trình điều khiển bộ nghịch lưu áp
Nối tải ba pha xoay chiều
Hình 2 17 Bộ nghịch lưu áp truyền thống
Với nguồn áp ba pha cân bằng, ta luôn có phương trình sau: a (t) u (t) u ( ) 0 b c u t (2.5)
Bất kỳ ba hàm số nào thỏa mãn phương trình đều có thể được chuyển đổi sang hệ tọa độ cố định (αβ) Chúng ta có thể diễn đạt phương trình dưới dạng ba vectơ: vectơ [𝑢 ⃗⃗⃗⃗⃗ 0 0]T nằm trùng với trục x, vectơ [0 𝑢 ⃗⃗⃗⃗⃗ 0]T lệch một góc 120 độ và vectơ [0 0 𝑢 ⃗⃗⃗⃗⃗ ]T lệch một góc c.
240 o so với trục x, như hình vẽ sau: β α ua u b uc
Hình 2 18 Biểu diễn vectơ không gian trong hệ tọa độαβ
Từ đó ta xây dựng được phương trình của vectơ không gian trong hệ tọa độ phức như sau:
3 là hệ số biến hình Phân tích u(t) trong phương trình trên thành: j j t r r u(t) u(t) V u u
Điện áp trên tải được biểu diễn dưới dạng vectơ không gian với biên độ Vr, quay với vận tốc góc ωt quanh gốc tọa độ O Phương trình điện áp dây được mô tả theo công thức cụ thể.
Để chuyển đổi từ giá trị biên độ sang giá trị hiệu dụng, cần sử dụng hệ số 2 Ngoài ra, để chuyển giá trị điện áp pha thành điện áp dây, cần áp dụng hệ số 3 Lưu ý rằng vectơ điện áp dây sẽ sớm pha hơn vectơ điện áp pha một góc 𝜋.
GIẢI THUẬT ĐIỀU CHẾ VECTOR KHÔNG GIAN 2 CHO BỘ NGHỊCH LƯU TĂNG ÁP(qSBI)
Cấu hình bộ nghịch lưu tăng áp ba pha (qSBI)
Cấu hình bộ nghịch lưu tăng áp qSBI kết hợp giữa bộ nghịch lưu truyền thống và bộ tăng áp qSBI, mang lại nhiều ưu điểm khi sử dụng thuật toán điều chế vector không gian Cấu hình này giúp tăng điện áp trực tiếp ở ngõ ra, cho phép mạch hoạt động trong chế độ ngắn mạch, lựa chọn phương thức chuyển mạch, đồng thời cải thiện chất lượng điện áp và dòng điện đầu ra.
Nối tải ba pha xoay chiều iL
Hình 3 1 Cấu hình bộ nghịch lưu qSBI
Phân tích hoạt động
Mạch tăng áp gồm một mạng gồm có cuộn dây L, tụ điện C, khóa S0, hai diode D1 và D2
Hoạt động của bộ nghịch lưu qSBI được chia thành hai trạng thái chính: Ngắn mạch và không ngắn mạch như hình 3.2 [20]
Hình 3 2 (a) trạng thái không ngắn mạch, (b) trạng thái ngắn mạch
3.2.1.1 Trạng thái không ngắn mạch
Hoạt động của bộ nghịch lưu qSBI trong trạng thái không ngắn mạch được điều khiển theo phương pháp SVM tương tự như bộ nghịch lưu truyền thống Trong đó, S0 không dẫn, còn D1 và D2 dẫn, giúp tụ C nạp điện và cuộn dây L xả điện, như minh họa trong hình 3.2(a).
Ta có điện áp trên cuộn dây L và dòng điện qua tụ C trong khoảng thời gian này là:
Trạng thái ngắn mạch xảy ra tại thời điểm thực hiện vector không hoặc khi chuyển mạch, với T0 là thời gian thực hiện vector 0 Trong trạng thái này, khóa bán dẫn công suất sẽ đóng tại thời điểm 𝑡 𝑠ℎ.
4 , lúc này S0 đóng, D1, D2 không dẫn, tụ
Khi cuộn dây L tích điện và tụ C xả điện như mô tả trong hình 3.2(b), điện áp trên cuộn dây L cùng với dòng điện qua tụ C trong khoảng thời gian ngắn mạch được tính toán theo công thức cụ thể.
24 Áp dụng nguyên lý cân bằng điện áp cho L và C trong trạng thái cân bằng, từ (3.1) và
𝑇: hệ số ngắn mạch trong mỗi chu kỳ
B: hệ số tăng áp Điện áp cấp cho bộ nghịch lưu bằng điện áp qua tụ C trong khoảng thời gian không ngắn mạch
Khi đó ta tính được các biên độ điện áp ba pha ngõ ra và độ lợi điện áp khi chuyển đổi từ DC sang AC
Vm: biên độ điện áp xoay chiều ngõ ra
G: độ lợi điện áp DC – AC
Phương pháp điều chế vector không gian 2 (SVM2) cho cấu hình (qSBI)
Các bước điều chế vector không gian cho bộ nghịch lưu qSBI tương tự như bộ nghịch lưu áp truyền thống, nhưng nghịch lưu tăng áp ba pha qSBI có thêm trạng thái "ngắn mạch" mà nghịch lưu truyền thống không có Nghịch lưu qSBI có 9 trạng thái hoạt động, bao gồm 8 trạng thái vector chuẩn (V1, V2, V3, V4, V5, V6) và hai vector có biên độ bằng không (V0, V7), cùng với trạng thái ngắn mạch của bán dẫn Các vector chuẩn được chia thành 6 sector trên mặt phẳng tọa độ αβ Thời gian tồn tại trạng thái "ngắn mạch" được ký hiệu là t_sh = D*Ts, trong đó t1, t2, t0 là thời gian điều chế cho các vector 1, 2, và 0 Cuối cùng, việc lựa chọn mẫu xung cho nghịch lưu tăng áp sẽ được phân tích, vì đặc điểm của nó cho phép ngắn mạch trên một, hai hoặc ba nhánh khóa của mạch nghịch lưu.
3.3.1 Mẫu xung trong điều chế vector không gian cho nghịch lưu qSBI
Hình 3 3 Mẫu xung SVM1 ngắn mạch 1 nhánh khóa bán dẫn mạch nghịch lưu
Từ mẫu xung Hình 3.3 ta thấy giới hạn thời gian xuất hiện ngắn mạch là 𝑇 0
2 vậy giá trị lớn nhất của tỷ số điều chế ngắn mạch là
Hệ số tăng áp lớn nhất :
3√3𝑀 (3.12) Độ lợi áp lớn nhất :
3√3 (3.13) Điện áp đỉnh đặt lên nhánh khóa bán dẫn mạch nghịch lưu là:
Hình 3 4 Mẫu xung SVM2 ngắn mạch 2 nhánh khóa mạch nghịch lưu
Từ mẫu xung Hình 3.4 ta giới hạn thời gian xuất hiện ngắn mạch là T0 vậy giá trị lớn nhất của tỷ số điều chế ngắn mạch là
Hệ số tăng áp lớn nhất :
3√3𝑀−𝜋 (3.16) Độ lợi áp lớn nhất :
3√3𝑀−𝜋 (3.17) Điện áp đỉnh đặt lên nhánh khóa mạch nghịch lưu
Hình 3 5 Mẫu xung ngắn mạch 3 nhánh khóa mạch nghịch lưu
Mẫu xung Hình 3.5 ta thấy giới hạn thời gian xuất hiện ngắn mạch là 3𝑇 0
4 vậy giá trị lớn nhất của tỷ số điều chế ngắn mạch là :
Hệ số tăng áp lớn nhất :
9√3𝑀−2𝜋 (3.20) Độ lợi áp lớn nhất :
9√3𝑀−2𝜋 (3.21) Điện áp đỉnh đặt lên nhánh khóa mạch nghịch lưu là:
Hình 3 6 Mẫu xung ngắn mạch 3 nhánh khóa mạch nghịch lưu
Từ mẫu xung Hình 3.6 ta giới hạn thời gian xuất hiện ngắn mạch là T0 vậy giá trị lớn nhất của tỷ số điều chế ngắn mạch là :
Hệ số tăng áp lớn nhất :
3√3𝑀−𝜋 (3.24) Độ lợi áp lớn nhất :
3√3𝑀−𝜋 (3.25) Điện áp đỉnh đặt lên nhánh khóa mạch nghịch lưu
Các công thức xác định hệ số điều chế ngắn mạch (Dmax), độ lợi áp (Gmax), hệ số tăng áp (Bmax) và điện áp đỉnh (VPN) trước khi qua bộ nghịch lưu cho các phương pháp SVM1, SVM2, SVM4, SVM6 cho thấy SVM1 có số lần chuyển mạch trong một chu kỳ là hai lần nhưng có hệ số tăng áp nhỏ nhất, do đó không được nghiên cứu Trong khi đó, SVM2 và SVM6 có hệ số tăng áp cao hơn SVM4 và SVM1 SVM4 và SVM6 có số lần chuyển mạch lên tới sáu lần, dẫn đến tổn hao công suất cao trong mạch Hình 3.8 cho thấy điện áp đỉnh VPN trước khi đặt lên nhánh khóa bán dẫn cho các mẫu xung SVM2, SVM4, SVM6, trong đó SVM2 và SVM6 có giá trị nhỏ hơn SVM4.
Phương pháp SVM2 vượt trội hơn so với các phương pháp khác, đặc biệt là khi áp dụng vào mạch nghịch lưu tăng áp qSBI, nhờ vào hệ số tăng áp cao hơn SVM1 Đồng thời, SVM4 cũng cho thấy ưu điểm với số lần chuyển mạch trong một chu kỳ ít hơn SVM6.
Hình 3 7 Đồ thị thể hiện đặc tính tăng áp của các mẫu xung
Hình 3 8 Đồ thị thể hiện điện áp đỉnh Vpn của các mẫu xung
3.3.2 Mẫu xung theo phương pháp SVM2 trong các sector
T rad it ion al S V M T rad it ion al S V M
Hình 3 9 Mẫu xung trong các sector điều chế theo phương pháp SVM2
Hình 3.9 minh họa các mẫu xung điều khiển được điều chế trong các sector 1 đến sector 6 theo phương pháp SVM2 Để giảm thiểu sóng hài trong dòng điện và điện áp đầu ra, phương pháp điều chế đối xứng được áp dụng, trong đó trạng thái đóng cắt các khóa được lặp lại sau mỗi nửa chu kỳ Việc này giúp giảm các thành phần sóng hài bậc cao nhờ vào việc chuyển mạch của các khóa bán dẫn công suất được thực hiện sau mỗi chu kỳ lấy mẫu, đồng thời trạng thái ngắn mạch xảy ra tại thời điểm vector không hoặc khi chuyển mạch.
Cách tính toán giá trị mạch
Với điện áp ngõ vào 𝑉 𝑑𝑐 = 40V và điện áp pha hiệu dụng ngõ ra 𝑉 𝑎 = 75V, hệ thống hoạt động ở tần số 50Hz Công suất ngõ ra đạt 203W với hệ số công suất 0.85 Do đó, điện áp dây hiệu dụng ngõ ra sẽ được tính toán dựa trên điện áp pha hiệu dụng 𝑉 𝑎 = 75V.
Điện áp dây 𝑉 𝑎𝑏 đạt 130V, tương đương với biên độ điện áp 130√2 = 184V, cũng là điện áp trên tụ 𝑈 𝑐 Điện áp đỉnh 𝑉 𝑝𝑛 trước khi qua bộ nghịch lưu trong khoảng thời gian không ngắn mạch cũng bằng 184V, tương ứng với điện áp dây 𝑉 𝑎𝑏 Hệ số tăng áp của mạch được tính là B = 𝑉 𝑝𝑛 /Vdc = 4.6, với hệ số ngắn mạch D = 0.2 và M = 0.7 theo công thức (3.7).
Dòng điện hiệu dụng qua tải là
3 ∗ 75 ∗ 0.85 = 1.06A Đây cũng chính là dòng ipn , từ đó ta tính được dòng điện qua cuộn dây theo công thức (3.6) là
Và hệ số ngắn mạch lớn nhất theo công thức (3.19)
KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC NGHIỆM
Thông số và kết quả mô phỏng
Mô phỏng được thực hiện trên phần mềm PSIM gồm có các thông số như trong bảng 4.1, các sơ đồ mạch cụ thể như sau:
Sơ đồ mạch nghịch lưu và tăng áp như hình 4.1
Sơ đồ mạch tải như hình 4.2
Sơ đồ mạch kích các khóa bán dẫn công suất như hình 4.3
Hình 4 1 Sơ đồ mạch nghịch lưu và tăng áp
Hình 4 2 Sơ đồ mạch tải trong mô phỏng
Hình 4 3 Sơ đồ mạch kích các khóa bán dẫn công suất
Khối DLL (Dynamic Link Library) là một công cụ quan trọng trong lập trình C, cho phép biên dịch mã thành DLL và liên kết với Psim Khối DLL nhận giá trị đầu vào từ Psim, thực hiện các phép tính cần thiết và gửi kết quả đầu ra trở lại Psim.
Hình 4.4 minh họa kết quả mô phỏng tín hiệu xung kích của các khóa bán dẫn công suất trong sector 1, nhằm xác thực với lý thuyết Các xung điều khiển từ trên xuống dưới bao gồm S1, S2, S3 và hai cặp nhánh khóa mạch nghịch lưu S1, S1x, S3, S3x Kết quả mô phỏng chỉ ra thời điểm ngắn mạch xảy ra tại thời điểm thực hiện vector không hoặc khi chuyển mạch trong khoảng thời gian T0, sau mỗi nửa chu kỳ điều chế.
Hai trạng thái đóng mở của khóa bán dẫn được lặp lại, giúp giảm tỷ lệ sóng hài trong dòng điện và điện áp đầu ra Mỗi lần chuyển mạch chỉ có một nhánh khóa hoạt động, điều này làm giảm tổn hao trong mạch và tăng tuổi thọ của linh kiện.
Hình 4 4 Kết quả mô phỏng chuỗi trạng thái đóng cắt được thực hiện trong sector 1
Hình 4.5a thể hiện kết quả mô phỏng điện áp ngõ vào Vdc, điện áp trên tụ 𝑈𝑐, điện áp Vpn và điện áp dây Vab Trong khi đó, Hình 4.5b trình bày kết quả mô phỏng của điện áp Uc, điện áp Vpn và điện áp dây.
Khi điện áp đầu vào Vdc đạt 40V, điện áp trên tụ Uc sẽ là 184V, theo lý thuyết từ công thức (3.8) Điện áp Vpn, tương ứng với Uc, có biên độ đỉnh bằng với điện áp dây Vab Vpn chính là điện áp đỉnh trước khi đi qua bộ nghịch lưu, và biên độ đỉnh của nó cũng bằng Uc.
Hình 4 5 Từ trên xuống: a) điện áp ngõ vào Vdc, điện áp trên tụ Uc, điện áp Vpn, điện áp dây Vab, b) Kết quả Uc, Vpn, Vab (phóng to)
Hình 4.6 minh họa kết quả mô phỏng sóng điện áp trên tụ và dòng điện qua cuộn dây với độ nhấp nhô (ripple) đạt 2A Điện áp hiệu dụng qua cuộn dây sẽ tương ứng với giá trị này.
𝐼 𝐿 = 2/√2 = 1.42A đúng như phân tích trên lý thuyết ở mục 3.4, điện áp đỉnh Vpn
Quá trình nạp xả của cuộn dây và tụ điện diễn ra khác nhau trong trạng thái ngắn mạch và không ngắn mạch Khi ở trạng thái ngắn mạch, điện áp Vpn bằng không, cuộn dây tích trữ năng lượng trong khi tụ điện xả năng lượng, dẫn đến việc điện áp trên tụ giảm và dòng qua cuộn dây tăng Ngược lại, trong khoảng thời gian không ngắn mạch, điện áp Vpn bằng điện áp trên tụ Vc, tụ điện bắt đầu nạp điện, trong khi cuộn dây truyền năng lượng đến mạch nghịch lưu, khiến dòng điện qua cuộn dây IL giảm Kết quả này phù hợp với phân tích lý thuyết đã trình bày trong mục 3.2.
Hình 4 6 Từ trên xuống: dòng điện qua cuộn dây, điện áp trên tụ Uc, điện áp Vpn
Hình 4.7 cho thấy kết quả mô phỏng dạng sóng điện áp dây Vab, Vbc, Vac và điện áp dây Vbc (hình nhỏ phóng to) với biên độ đỉnh đạt 184V Đây là giá trị điện áp Vpn được tính theo lý thuyết từ công thức (3.8), và điện áp trên tải có thể mang dấu dương hoặc âm tùy theo thời điểm.
Hình 4 7 Từ trên xuống điện áp Vab, Vbc, Vac, điện áp Vbc (phóng to)
Hình 4.8 trình bày kết quả mô phỏng biên độ đỉnh dạng sóng điện áp ba pha
Kết quả phân tích sóng hài trên tải RL cho thấy điện áp pha ngõ ra có biên độ đỉnh đạt 126V, gần với giá trị lý thuyết 128,8V theo công thức (3.9), với sai số chỉ 1,02%, nằm trong phạm vi cho phép.
Hình 4 8 Dạng sóng điện áp ba pha trên tải RL và phân tích phổ sóng hài
Hình 4.9 hiển thị kết quả mô phỏng sóng điện áp ba pha trên tải R với biên độ đỉnh 74V Chỉ số THD của các pha a, b, c lần lượt là 0.25%, 0.24%, và 0.24%, tất cả đều nằm trong giới hạn cho phép dưới 5%.
Hình 4 9 Dạng sóng điện áp ba pha trên tải R và chỉ số THD
Thông số và kết quả thực nghiệm
biên độ đỉnh là 1.5A vậy giá trị hiệu dụng dòng điện sẽ bằng 1.06 đúng với tính toán ở mục 3.4, chỉ số THD lần lượt là: 0.8%, 0.8%, 0.8%
Hình 4 10 Dạng sóng dòng điện ba pha trên tải RL và chỉ số THD
Kết quả thực nghiệm phương pháp SVM2 cho nghịch lưu qSBI được thực hiện tại phòng thí nghiệm điện tử công suất D.405 của Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp Hồ Chí Minh, sử dụng các thiết bị như máy vi tính, card DSP TMS320F28335, đồng hồ đo, máy hiện sóng, tải trở và tải cảm.
Mạch thực nghiệm cấu hình qSBI được trình bày qua sơ đồ khối trong các hình 4.1, 4.2, 4.3, và mô hình thực nghiệm thực tế ở hình 4.12 Các thông số cụ thể của mạch được liệt kê trong bảng 4.1.
Card DSP TMS320F28335 có nhiệm vụ tạo xung điều khiển các khóa bán dẫn công suất
Card FPGA có nhiệm vụ đảo xung (NOT) và ghép xung (OR)
Mạch tăng ỏp gồm: một cuộn cảm L (1mH), một tụ điện C (450àF), hai diode và một IGBT
Mạch nghịch lưu gồm 6 IGBT công suất
Mạch kích các IGBT (IGBTs driver)
Tải RL và tải R ngoài
Mạch nghịch lưu và mạch tăng áp Tải ngõ ra
Hình 4 11 Sơ đồ khối mô hình thực nghiệm
Hình 4 12 Mô hình thực nghiệm cấu hình qSBI
TMS320F28335 là một trong những vi xử lý tín hiệu số 32 bit mạnh nhất của Texas Instruments, thuộc dòng sản phẩm C2000 Được phát triển trong giai đoạn cuối của thế hệ TMS320, TMS320F28335 hiện đang được sử dụng rộng rãi trong các phòng thí nghiệm, ngành công nghiệp tự động hóa, robot, năng lượng điện tử công suất và các lĩnh vực cơ điện tử tiên tiến Thiết bị cho phép lập trình bằng C/C++ và các ngôn ngữ bậc cao khác thông qua phần mềm CCS (Code Composer Studio) Với khả năng xử lý toán học 32x32 bit MAC 64-bit, nó có thể giải quyết các vấn đề số học với độ chính xác cao một cách hiệu quả TMS320F28335 còn có khả năng phản ứng nhanh với các sự kiện không đồng bộ nhờ vào chức năng tự động lưu trữ hiện tượng vào thanh ghi, giúp giảm thiểu độ trễ Thiết bị được trang bị 8 cấp bảo vệ xử lý liên hợp và bộ nhớ truy cập xử lý liên hợp, cho phép hoạt động với tốc độ cao mà không cần bộ nhớ tốc độ cao đắt tiền Ngoài ra, nó còn hỗ trợ 12 PWM cho các ứng dụng điều khiển.
Card FPGA Cyclone II EP2C5T144
Card FPGA Cyclone II EP2C5T144 ở hình 4.14 sử dụng vi mạch FPGA của ALTERA thiết kế cho các ứng dụng nhỏ Card FPGA có nhiệm vụ thực hiện như mạch
Để đảm bảo tốc độ xử lý và thời gian chính xác cho các xung PWM từ card DSP, cần sử dụng 44 logic để đảo xung qua cổng NOT và ghép xung ngắn mạch qua cổng OR Card FPGA được lập trình bằng phần mềm Quartus II của Altera, cung cấp môi trường thiết kế toàn diện cho hệ thống trên một chip khả trình (SOPC) Phần mềm này tích hợp đầy đủ các công cụ thiết kế logic cho các linh kiện PLD và FPGA của Altera, bao gồm các dòng sản phẩm như APEX, Cyclone, FLEX, MAX và Stratix.
Hình 4 14 Card FPGA Cyclone II EP2C5T144
Mạch kích các IGBT (IGBTs driver)
Mạch kích IGBT sử dụng bộ tăng áp DCH01 (A0515S) có nhiệm vụ chuyển đổi tín hiệu điều khiển 3.3 V từ card DSP TMS320F28335 sang +15 V, nhằm điều khiển hoạt động của các IGBT trong mạch.
Hình 4 15 Hình dạng và cấu tạo của DCH01
Nguyên lý hoạt động của bộ tăng áp DCH01: Khi cấp điện áp 5V vào DCH01
(+VI, -VI), tại ngõ ra của DCH01 sẽ xuất hiện điện áp +15V (+Vo, COM) và -15 V (- V0, COM), sơ đồ mạch cụ thể được trình bày ở hình 4.16
Khi ngõ vào của mạch kích IGBT nhận điện áp 0 và +3.3 V từ TMS320F28335, ngõ ra (OUTPUT) của Opto sẽ thay đổi tương ứng: điện áp ngõ vào 0 V dẫn đến điện áp ngõ ra 0 V, đưa IGBT về trạng thái không hoạt động, trong khi điện áp ngõ vào 3.3 V sẽ tạo ra điện áp ngõ ra +15 V, đưa IGBT về trạng thái hoạt động Ngoài ra, Opto còn có chức năng bảo vệ mạch điều khiển khi xảy ra ngắn mạch ở ngõ ra, đảm bảo an toàn cho khóa công suất IGBT.
Hình 4 16 Sơ đồ nguyên lý hoạt động của DCH01
Hình 4 17 Hình dạng và sơ đồ chân IGBT G30N60B30
Linh kiện đóng ngắt hoạt động như một khóa, cho phép dòng điện chạy từ chân C đến chân E khi IGBT được kích Đây là linh kiện công suất lớn với cực điều khiển cách ly và diode bảo vệ ngược Ở nhiệt độ 25 oC, linh kiện này có thể chịu được dòng 30A và điện áp 600V Xung kích được áp dụng vào chân G không vượt quá ±20V.
Hình 4.17 trình bày hình dạng và sơ đồ chân của IGBT G30N60D3B sử dụng trong
46 mạch nghịch lưu Đối với mạch tăng áp ta sử dụng IGBT G30N120D3B có điện áp chịu được là 1200V
Diode công suất DSEI30-06A là loại diode phục hồi nhanh, cho phép hoạt động với dòng 60A và thời gian phục hồi tối thiểu 50ns Điều này giúp diode đáp ứng hiệu quả với tần số chuyển mạch của bộ nghịch lưu.
Tải R = 50Ω/200W, tải L = 50mH/10A được đặt trong thùng có quạt tản nhiệt, có hình dạng như hình 4.19 (a) và (b) Tải R = 50Ω/200W đặt ngoài
Hình 4 19 (a) tải RL và (b) tải thuần trở 50Ω/200W
Kết quả thực nghiệm được thực hiện trên tải RL (gồm tải R mắc nối tiếp với L)
Hình 4.20 minh họa kết quả thực nghiệm của dạng xung điều khiển ba khóa bán dẫn công suất S1, S2, S3 tại sector 1 Dạng xung kích được trình bày gần giống với phân tích lý thuyết ở hình 4.4 mục 4.1.2.
Hình 4.20 trình bày kết quả thực nghiệm dạng xung điều khiển nhánh khóa phía trên trong sector 1 Kết quả dạng xung điều khiển S1, S1x, S3, S3x ở sector 1 khi ngắn mạch hai nhánh khóa của mạch nghịch lưu theo phương pháp SVM2 được thể hiện ở Hình 4.21 Hình 4.22 cho thấy kết quả dạng xung điều khiển nhánh khóa bán dẫn S2, S2x, trong đó cặp khóa bán dẫn này ở sector 1 không bị ngắn mạch và được đóng ngắt theo quy tắc đối nghịch Sau khi kiểm tra xung điều khiển gần đúng với phân tích lý thuyết ở hình a mục 3.3.2 và kết quả mô phỏng ở hình 4.4, chúng tôi tiến hành kết nối với tải.
Hình 4 21 Kết quả thực nghiệm dạng xung điều khiển cặp khóa S1, S1x, S3, S3x trong sector1 (phóng to)
Hình 4 22 Kết quả thực nghiệm dạng xung điều khiển nhánh khóa S2, S2x (phóng to) 4.2.2.1 Tải RL (R = 50Ω, L = 50 mH)
Hình 4.23 trình bày kết quả thực nghiệm của điện áp ngõ vào Vdc, điện áp trên tụ
Khi ngõ vào Vdc = 40 V, điện áp trên tụ Vc đạt 178V, trong khi kết quả mô phỏng cho thấy Vc là 184V Biên độ điện áp Vm trên tải R của pha a được đo là 65V, so với kết quả mô phỏng là 74V như trình bày trong hình 4.9 Tần số điện áp ngõ ra trên tải R của pha a là 50Hz, được tính từ chu kỳ 2 ô mỗi ô 10ms, tức là f = 1/T = 1/(2*10) = 50Hz.
Hình 4 23 Kết quả thực nghiệm tính từ trên xuống: Vdc, Vc, điện áp ngõ ra đo trên tải
Kết quả thực nghiệm được trình bày trong Hình 4.24 cho thấy điện áp trên tụ Vc và dạng sóng dòng điện qua cuộn dây IL Điện áp đỉnh Vpn đạt 178V, cho thấy rằng các xung áp Vpn có biên độ tương đương với điện áp trên tụ Vc.
Hình 4 24 Kết quả thực nghiệm tính từ trên xuống: Vc, IL, Vpn
Hình 4.25 cho thấy kết quả thực nghiệm về sóng điện áp trên tụ Uc và dòng điện qua cuộn dây IL, cùng với điện áp Vpn (phóng to) Kết quả này phản ánh quá trình nạp xả của tụ điện và cuộn dây, tương tự như phân tích mô phỏng ở hình 4.6 mục 4.1.2 Trong trạng thái ngắn mạch, Vpn bằng không, cuộn dây tích trữ năng lượng trong khi tụ điện xả năng lượng, dẫn đến áp suất trên tụ giảm và dòng qua cuộn dây tăng Khi không còn ngắn mạch, điện áp Vpn bằng điện áp trên tụ Vc là 178V, lúc này tụ điện nạp điện và cuộn dây truyền năng lượng đến mạch nghịch lưu, khiến dòng điện qua cuộn dây IL giảm.
Hình 4 25 Kết quả thực nghiệm tính từ trên xuống: Vc, IL, Vpn (phóng to)
Kết quả thực nghiệm cho thấy dạng sóng điện áp Vab có biên độ đạt 178V, trong khi kết quả mô phỏng ở hình 4.7 ghi nhận biên độ là 184V, với sai số chỉ 1.2% Biên độ này tương đương với điện áp Vpn theo công thức (3.8).
Hình 4 26 Kết quả thực nghiệm dạng sóng điện áp dây V ab
Kết quả thực nghiệm thể hiện trong Hình 4.27 cho thấy điện áp pha a đo trên tải RL có biên độ 124.6V So với lý thuyết từ công thức (3.9) cho giá trị 128.8V, sai số là 1.04% Ngoài ra, mô phỏng trong Hình 4.8 đưa ra giá trị 126V, với sai số là 1.02%.
Hình 4 27 Kết quả thực nghiệm dạng sóng điện áp pha a ngõ ra đo trên tải RL
Luận văn trình bày sự kết hợp giữa phương pháp điều chế vector không gian (SVM2) và bộ nghịch lưu tăng áp ba pha qSBI, mang lại nhiều ưu điểm nổi bật.
SVM 2 sở hữu hệ số tăng áp cao hơn, với số lần chuyển mạch trong một chu kỳ điều chế ít hơn so với SVM6 và SVM4 Điều này giúp giảm thiểu số lần đóng cắt của các khóa bán dẫn, cải thiện chất lượng dòng điện và điện áp đầu ra, đồng thời tăng tuổi thọ của linh kiện.
Cấu hình qSBI có ưu điểm hơn so với nghịch lưu áp truyền thống và ZSI
- Cho phép ngắn hai mạch nhánh khóa mạch nghịch lưu
- Mạch có khả năng tăng điện áp trực tiếp chỉ qua một quá trình chuyển đổi công suất
- Mạch ít linh kiện hơn so với cấu ZSI do đó sẽ giảm được tổn hao công suất mạch
5.1 Hướng phát triển của đề tài trong tương lai
- Các kết quả khảo sát phương pháp SVM2 cho nghịch lưu qSBI được thực nghiệm trên tải R, RL, vì vậy tiếp tục thực nghiệm với tải động cơ
- Thêm mạch đệm để chống sụt áp trên card DSP
- Thêm bộ điều khiển hồi tiếp PID (Proportional Integral Derivative): để ổn định điện áp ngõ ra.
