1. Khi thay đổi giá trị mô men tải hệ thống có đáp ứng tốc độ là vô sai tĩnh (hình 4.7 trang 66). Điều này thực hiện được khi từ thông kích thích rô to được khóa chặt
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn/ là hắng số khi có nhiễu tải , hình 4.8 trang 67. Điều này đã chứng minh được những dự đoán ở phần mở đầu, trang 2, là chính xác.
2. Những kết luận như trên đã được khẳng định từ kết quả mô phỏng ở hình 4.12, trang 69, khi thay đổi lượng đặt của từ thông rô to.
3. Do điều kiện hạn chế của phòng thí nghiệm, nên các kết quả thực nghiệm chỉ có dùng đối với đáp ứng tốc độ , hình 4.22, chứng tỏ rằng hệ thay đổi tốc độ là vô sai tĩnh,ngay cả khi đảo chiều quay, quá trình đảo chiều là tuyến tính có nghĩa rằng hệ có gia tốc là hằng số trong quá trình quá độ, hình 4.23, chứng tỏ rằng hệ thường là vô sai ngay cả với sự thay đổi của nhiễu loạn với mô men tải.
Với những đánh giá trên chứng tỏ việc phân tích, tính toán thiết kế là phù hợp và khá đúng đắn đối với hệ thống thực tế.
KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ 1. Kết luận:
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn/ Nội dung cơ bản trong luận văn tập trung vào nghiên cứu ƣớc lƣợng từ thông trong điều khiển véc tơ tựa từ thông roto động cơ không đồng bộ
Với mục tiêu đặt ra nội dung luận văn đã hoàn thành các nội dung sau:
- Xây dựng, phân tích mô hình toán học động cơ không đồng bộ trên các hệ trục tọa độ abc, hệ trục tọa độ và hệ trục tọa độ dq.
- Mô hình thuật toán điều khiển FOC được nghiên cứu, nó được chia làm ba phần bao gồm mô hình ước lượng từ thông, thuật toán điều khiển và đối tượng điều khiển bao gồm bộ biến đổi và động cơ điện.
- Từ thông của động cơ là một đại lượng phản hồi trong thuật toán điều khiển tựa từ thông FOC. Tuy nhiên việc đo trực tiếp đại lượng từ thông gặp nhiều khó khăn trong thực tế vì vậy đòi hỏi đại lượng này cần được ước lượng từ các đại lượng khác. Trong luận văn này tác giả đã đề ra phương pháp ước lượng từ thông từ các đại lượng dòng điện stato đo được bằng cảm biên dòng .
- Thuật toán điều khiển FOC đã được đề xuất trong nhiều tài liệu. Phần quan trọng nhất của thuật toán này là hai bộ điều khiển dòng điện isd và isq. Thông thường hai bộ điều khiển này được điều khiển riêng rẽ, điều này không loại bỏ được ảnh hưởng chéo của hai thành phần dòng điện trên trục d và q làm giảm chất lượng điều khiển. Chính vì vậy trong luận văn này tác giả đã đi nghiên cứu điều khiển bù tách kênh cho hai đại lượng này nhằm đảm bảo loại bỏ được sự ảnh hưởng chéo của hai thành phần dòng điện trên tục d và trục q.
- Các thuật toán và mô hình điều khiển được mô phỏng trên phần mềm Matlab/Simulink nhằm kiểm chứng tính logic, đứng đắn của các thuật toán và mô hình đề ra.
- Các kết quả thí nghiệm đã được kiểm trứng tại trung tâm thí nghiệm của Trường Đại Học Kỹ Thuật Công Nghiệp Thái Nguyên.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn/ Để nâng cao chất lượng của bộ ước lượng từ thông một số mô hình khác có thể được sử dụng như mô hình điện áp stato, mô hình kết hợp giữa dòng điện và điện áp stato cần được nghiên cứu. Ngoài ra mô hình cũng chưa được nghiên cứu trong các trường hơp xảy ra sự cố mất cân bằng, mất pha…Một số mô hình nhận dạng thích nghi có thể cần được nghiên cứu kỹ trong những trường hợp xảy ra những sự cố này Ngoài đại lượng phản hồi là từ thông cần được ước lượng trong thuật toán FOC, đại lượng tốc độ cũng có khả năng ước lượng thông qua các thông số còn lại. Mô hình ước lượng tốc độ cần được nghiên cứu nhằm thực hiện các hệ điều khiển không cần cảm biến ( sensorless sytem) để mở rộng phạm vi ứng dụng của hệ thống.
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn/
TÀI LIỆU THAM KHẢO
[1] Bùi Quốc Khánh, Nguyễn Văn Liễn, Nguyễn Thị Hiền, Truyền động điện, Nhà Xuất Bản Khoa Học Kỹ Thuật, 2001.
[2] Bùi Quốc Khánh, Phạm Quốc Hải, Nguyễn Văn Liễn, Dương Văn Nghi, Điều chỉnh tự động truyền động điện, Nhà Xuất Bản Khoa Học Kỹ Thuật,1999.
[3] Nguyễn Doãn Phước, Lý Thuyết Điều Khiển Tuyến Tính, Nhà Xuất Bản Khoa Học Kỹ Thuật, 2005.
[4] Nguyễn Phùng Quang, Truyền Động Điện Thông Minh, Nhà Xuất Bản Khoa Học Kỹ Thuật, 2004.
[5] Nguyễn Phùng Quang, Điều chỉnh tự động truyền động điện xoay chiều ba pha, Nhà Xuất Bản Giáo Dục, 1998.
[6] Nguyễn Phùng Quang, Matlab-Simulink, Nhà Xuất Bản Khoa Học Kỹ Thuật, 2004.
[7] Vũ Gia Hanh, Trần Khánh Hà, Phan Tử Thụ, Nguyễn Văn Sáu, Máy Điện, Nhà Xuất Bản Khoa Học Kỹ Thuật, 2003.
[8] Võ Minh Chính, Phạm Quốc Hải, Trần Trọng Minh, Điện Tử Công Suất, Nhà Xuất Bản Khoa Học Kỹ Thuật, 2007.
[9]. DTC-based strategies for induction motor drives – Giuseppe Buja – Domenico Casadei and Giovanni Serra.
[10]. A modified direct torque control for induction motor sensorless drive – Cristian Lascu, Ion Boldea.
[11]. A new approach to direct torque control of induction motor drives for constant inverter switching frequency and torque ripple reduction – Yen Shin Lai and Jian Ho Chen.
[12]. Direct torque control of PWM inverter-fed ac motors – a servey – Giuseppe S. Buja, Marian P.Kaxmierkow
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn/
PHỤ LỤC A. Thông số máy điện
% Machine's parameters
Lr = 41.89e-3; % Rotor inductance Ls = 42.13e-3; % Stator inductance Rr = 0.62; % Rotor Resistance Rs = 0.595; % Stator Resistance Lm = 40.35e-3; % Mutual Inductance pc = 2; % Number of pole pair Jr = 0.3; % Inetia
Tsample = 1e-2; % Sampled Time
Params = [Lr,Ls,Rr,Rs,Lm,pc]; % parameters for s-function of machine model
X0 = [0 0 1e-4]; % Initial value of three params for s- fuonction : ids(0), iqs(0), and psi_r(0)
% Equipment Params
Kbbd = 20; % Amplifying coeficient of Conveter Tbbd = 1e-3; % time constant of conveter
Ki = 0.2; % Amplifying co of Current sensor Ti = 1e-3; % Time constant of current sensor Kw = 0.1; % Time constant of speed sensor Tw = 1e-3; % Time constant of speed controller Tpsi = 1e-3; % Time constant of flux estimator % Temp var
sigma = 1-(Lm*Lm)/(Lr*Ls); Tr = Lr/Rr;
Ts = Ls/Rs; % Controller params
Tref_current = 5e-3; % Time constant of current controller Tref_psi = 5e-2; % Time constant of flux controller
B. Bộ điều khiển dòng điện
% Transfer function Gd0 ( From Ud to id ) numGd0 = (1/Rs)*[Tr 1];
denGd0 = [sigma*Ts*Tr (Ts+Tr) 1]; Gd0 = tf(numGd0, denGd0);
% Transfer function Gq0 ( From Uq to iq ) numGq0 = 1/Rs;
denGq0 = [sigma*Ts 1]; Gq0 = tf(numGq0, denGq0); % Mutual affect
% iqs affects to ids numGn1 = sigma*Ts*[Tr 1];
denGn1 = [sigma*Tr*Ts (Tr+Ts) 1]; Gn1 = tf(numGn1, denGn1);
% ids affects to iqs
numGn2 = -Ts*[sigma*Tr 1];
denGn2 = [sigma*Tr*Ts (Tr+sigma*Ts) 1]; Gn2 = tf(numGn2, denGn2);
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn/ % Design Current Controller
% Transfer function of Current Sensor %Gsi = tf(Ki, [Ti 1]);
% Transfer function of converter Gsu = tf(Kbbd, [Tbbd 1]);
% Assuming that The time constant of current sensor and conveter in so % small compare to that of machine constant
% ===>>> Transfer function is: numGd1 = Kbbd*Ki*(1/Rs)*[Tr 1]; denGd1 = [sigma*Ts*Tr (Ts+Tr) 1]; Gd1 = tf(numGd1, denGd1); numGq1 = Kbbd*Ki*(1/Rs); denGq1 = [sigma*Ts 1]; Gq1 = tf(numGq1, denGq1);
% Design the controller based on model reference Gref = tf(1,[Tref_current 1]);
GRds = Gref/(Gd1*(1-Gref));
[numdataGRds dendataGRds] = tfdata(GRds); GRqs = Gref/(Gq1*(1-Gref));
[numdataGRqs dendataGRqs] = tfdata(GRqs); % One can use both the controller below
% Controller1: Delete signal "%" to use controller1 numGRds = numdataGRds{1};
denGRds = dendataGRds{1}; numGRqs = numdataGRqs{1}; denGRqs = dendataGRqs{1};
% Controller2 : Delete signal "%" to use controller2 %numGRds = [sigma*Ts*Tr (Ts+Tr) 1];
%denGRds = Kbbd*Ki/Rs*[Tr*Tref_current Tref_current 0]; %numGRqs = [sigma*Ts 1];
%denGRqs = Kbbd*Ki/Rs*[Tref_current 0]; % Design the disturbance compensator
% Both compensators are the propotional blocks numGdscom = sigma*Ls/(Ki*Kbbd);
denGdscom = 1;
numGqscom =-(Ls/(Kbbd*Ki))*[sigma*sigma*Tr*Ts sigma*(Tr+Ts) 1]; denGqscom = [sigma*Tr*Ts (Tr+sigma*Ts) 1];
C. Bộ điều khiển từ thông
% Transfer function of flux
% About how to design this controller % One should read the documentation
% Tref_current is time constant of current controller % Tpsi is time constant of flux estimator
% Tr is rotor time constant numPsi_r = Lm/Ki;
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn/ denPsi_r = [ Tr*(Tpsi+Tref_current) (Tr+Tpsi+Tref_current) 1];
G0Psi_r = tf(numPsi_r, denPsi_r);
% Design the controller based on the optimal module critera % numeritor for flux controller
numRPsi_r = [ Tr*(Tpsi+Tref_current) (Tr+Tpsi+Tref_current) 1]; % denominator for flux controller
denRPsi_r = Lm*2*Tref_psi*[Tref_psi 1 0]; % and Update value to the simulink model
D. Bộ điều khiển tốc độ
% Speed controller
% Design the speed controller by approximately continuity % Symetric optimization method
% Transfer function of speed controller numG0speed = (3*pc/2)*(Lm/Lr)*(Kw/Ki)/Jr; denG0speed = [Tw+Tref_current 1 0]; Kspeed = (3*pc/2)*(Lm/Lr)*(Kw/Ki)/Jr; Tspeed = Tw + Tref_current;
% Params of speed controller TI = 4*Tspeed;