IV. Biến tần đa bậc
1.2. Neutural point clamped inverter NPC
Trên sơ đồ là bộ nghịch lưu ba bậc, điện áp trên mỗi tụ bằng ½ điện áp trên nguồn DC. Mỗi điểm pha a, b, c có thể nối với các điểm 0, n, p theo các sơ đồ đóng ngắt khác nhau của khóa bán dẫn.
Các mức điện áp pha a có thể đạt được như sau:
Vout S1 S2 S3 S4
+Vdc/2 1 1 0 0
0 0 1 1 0
-Vdc/2 0 0 0 1
Theo tính toán các giá trị điện áp đặt trên các điốt bên trong sẽ cao hơn các điốt khác, nhất là với mô hình NPC bậc cao hơn, điều này thật là một nhược điểm cùa mô hình NPC.
Hình 1.5b Mô hình bộ nghịch lưu NPC 3 bậc, 5 bậc hay n bậc.
Do mất đối xứng trong thời gian nạp xả tụ mà điện áp tụ trở nên mất cân bằng.
1.2.1 Ưu điểm chính của mô hình là • Giảm thành phần sóng hài
• Giảm dV/dt ( bằng một nửa so với bộ nghịch lưu hai bậc)
1.2.2 Nhược điểm
• Mức độ chịu đựng điện áp trên các điốt là khác nhau. • Điều khiển PWM phức tạp hơn bậc hai.
• Cần nhiều điốt kẹp.
• Vấn đề cần bằng áp tụ DC-links là khá phức tạp.
2. Cấu trúc biến tần đa bậc ( bộ nghịch lưu đa bậc)
Hiện nay có một số loại nghịch lưu như sau:
1. Nghịch lưu dạng điốt kẹp ( Neutural Point Clamped Multilevel Inverter NPC). 2. Nghịch lưu đa bậc dạng Cascade( Cascade Multilevel Inverter).
3. Nghịch lưu đa bậc dạng Flying Capacitor. 4. Một số tổ hợp các loại trên.
nguồn DC riêng, gồm nhiều bộ nghịch lưu cầu một pha mắc nối tiếp.
Sử dụng quy tắc kích đối nghịch cho từng cặp S1-S4 và S2-S3. Mỗi một bộ nghịch lưu áp cầu một pha tạo ra điện áp đầu ra ba mức –U, 0, U. Với sự kết hợp n bộ nghịch lưu cầu 1 pha trên nhánh tải tạo nên điện áp đầu ra có:
1. n mức điện áp dương (U, 2U,…, nU). 2. n mức điện áp âm (-U, -2U,…, -nU). 3. 1 mức điện áp 0.
Ví dụ bộ nghịch lưu 5 bậc dạng Cascade với hai bộ nghịch lưu cầu 1 pha mắc nối tiếp trên mỗi pha. Như trên hình, ta thấy điện áp giữa điểm pha a với điểm 0 có 5 bậc. Để cho dễ hiểu, ta xem các khóa bán dẫn như các công tắc cơ khí. Dễ dàng nhận thấy ở mỗi nhánh pha trong biến tần cascade được tạo thành từ việc ghép nối các cầu H ( H-bidge) nối tiếp nhau và cứ bao nhiêu nhánh pha thì ghép song song bấy nhiêu dãy, minh họa như hình sau:
Từ lí luận này ta dễ dàng chuyển đổi mô hình 2.3 hay một bộ nghịch lưu đa bậc dạng cascade thành mô hình 1.4 đơn giản hơn như hình dưới:
Hình 1.4 Mô hình đơn giản hóa bộ nghịch lưu đa bậc dạng Cascade
2.1.1 Ưu điểm
• Dễ dàng thiết kế thành các môđun lắp ráp dễ dàng tăng số bậc lên.
• Mỗi mođun gồm 1 nguồn DC, một tụ lọc và một mạch cầu 1 pha H-bridge
• Đối với hệ thống cung cấp AC, các điốt chỉnh lưu đóng vai trò là mạch cầu đa xung làm giảm méo dòng điện cho nguồn cung cấp.
Dạng sóng đầu ra có thành phần hài rất thấp mặc cho tần số đóng cắt khóa là thấp. Do vậy dạng này được sử dụng rộng rãi và thông dụng nhất. Tuy nhiên nó cần nhiều nguồn một chiều.
2.1.2 Nhược điểm
Nhược điểm chính của hệ thống là khi không sử dụng nguồn DC độc lập mà sử dụng các máy biến thế.Ví dụ như một bộ nghịch lưu 5 bậc dạng Cascade sẽ dẫn tới một máy biến áp 1 đầu vào và 2 đầu ra, tổng cộng ba pha sẽ là 6 đầu ra ( secomdaries). Như vậy sẽ tăng kích thước và giá thành lên rất nhiều và tổn hao máy biến áp là lớn.
2.2. Capacitor Clamped Multilevel Inverter
Với sơ đồ ba bậc các mức điện áp đạt được như sau: VAN = Vdc/2 khi S1 = S2 = 1 VAN = 0 khi S2= S3 = 1 VAN = -Vdc/2 khi S3 = S4 = 1
Tụ C nạp điện khi cặp S1, S4 được bậc và xả điện khi S2 = S3 =1. Quá trình nạp xả được cân bằng khi có sự chọn lựa hợp lí các tổ hợp trạng thái các mức điện áp 0. Sự phân tích ở các bậc cao hơn là khá phức tạp.
2.2.2 Nhược điểm
• Có số lựợng tụ lớn
• Giải thuật PWM khá phức tap
2.3. Cấu trúc phối hợp
Giản đồ vector và dạng sóng dòng áp
Hình 1.5d Hình miêu tả mô hình cấu phúc phối hợp
Mô hình cấu trúc biến tần phối hợp giữa Cascade và NPC, cụ thể là kết hợp giữa NPC ba bậc và kết nối Cascade giữa các cầu H năm bậc. Thông qua việc kết nối ta dễ dàng nâng cao số bậc.Tuy nhiên nó lại rất khó khăn trong tính toán và thiết kế, nên thường ít được áp dụng trong thực tế.
3. So sánh về các dạng nghịch lưu đa bậc.
Tuy mỗi loại nghịch lưu đều có nhưng ưu nhược điểm riêng, nhưng phổ biến nhất vẫn là hai dạng NPC và Cascade. Vì nếu như nhược điểm của mô hình phối hợp NPC và
Cascade là phức tạp trong phương thức điều khiển thì phương thức dùng tụ điện thay đổi lại khó thực hiện vì điện áp mỗi tụ được nạp xả khác nhau khi bậc làm việc với số bậc lớn, gây ra sự mất cân bằng áp tụ.
3.1 Phương pháp Sin PWM (Ứng dụng ở tần số khá cao f < 9500Hz)
Phương pháp này sử dụng sóng điều chế dạng Sin để so sánh với các sóng mang dạng tam giác tạo giản đồ kích đóng cho các linh kiện. Với bộ nghịch lưu m bậc sẽ sử dụng m -1 sóng mang cùng tần số fc, cùng biên độ Ac, sóng điều chế có biên độ Am, tần số fm.
Sử dụng sóng mang tần số cao sẽ làm cho các sóng hài tập trung xung quanh ở các tần số cao f = k.fc. Tuy nhiên sẽ phát sinh tổn hao do đóng ngắt tần số cao của linh kiện.
Sóng điều chế Urx ( x= a,b,c) mang theo thông tin về biên độ và tần số của hài cơ bản đầu ra.
Các dạng sóng mang thường dùng:
• APOD: Hai sóng mang bề cận liên tiếp nhau sẽ bị dịch đđi 180 độ.
• POD: Bố trí xung quanh trục, các sóng mang nằm trên trục sẽ cùng pha, ngược lại các sóng mang nằm dưới trực sẽ bị dịch đi 180 độ.
• PD: Bố trí cùng pha.
Trong các phương pháp bố trí sóng mang, dạng PD cho THD đạt được là nhỏ nhất. Đối với bộ nghich lưu ba bậc, APOD và POD cho cùng kết quả dạng sóng mang.
Với các cách bố trí linh kiện như vậy, các linh kiện đđược đảm bảo theo quy tắc kích đđối nghịch. Sự so sánh giữa sóng đđiều chế Ura và Ucar1 tạo ra giản đđồ đóng ngắt cho S1, S3 với Vcar2 cho ra giản đđồ đđóng ngắt cho S2, S4 như sau:
Ura > Vcar1 S1 = 1 S3 = 0 Ura < Vcar1 S1 = 0 S3 = 1 Ura > Vcar2 S2 = 1 S4 = 0 Urs < Vcar2 S2 = 0 S4 = 1
Từ giản đồ đóng cắt ta rút ra điện áp pha tâm nguồn DC như sau:
• Chỉ số điều chế:m = Usa.√3/U • Chỉ số biên độ ma = Am/Ac • Chỉ số tần số : mf = fm/fc
So sánh THD với dạng sóng mang APOD có THD =0.668 ta thấy dạng sóng PD cho độ méo dạng áp dây tải là nhỏ nhất. Tuy nhiên dạng sóng mang APOD lại cho kết quả điện
đạt đến khi ma = 1. Do đó biên độ áp tải cơ bản chỉ đạt đếnVdc/2. Để mở rộng giá trị này, một số phương pháp sóng mang với tín hiệu điều chế được biến đổi để tăng khả năng điều chế tuyến tính lên. Đó là các phương pháp điều chế độ rộng xung cải biên (Modified SinPWM)
3.2. Switching frequency optimal PWM method( SFO PWM)
Với đặc điểm của phương pháp sóng mang là dễ điều khiển và thực hiện, do vậy thực hiện cải tiến phương pháp sóng mang để nâng cao chất lượng điều khiển là giải pháp tốt. Đó là việc cộng thêm một hàm Offset vào sóng điều chế dạng Sin để đạt được một chỉ tiêu về chất lượng.
Đối với phương pháp SFO PWM, sóng Offset là tín hiệu thứ tự không (sóng hài bội ba). Cách tạo Voffset như sau:
Voffset = (Max(Vsa,Vsb,Vsc) + Min(Vsa,Vsb,Vsc))/2. Ura = Vsa – Voffset.
Urb = Vsb – Voffset. Urc = Vsc – Voffset.
Với Vsx (x=a,b,c) là tín hiệu điều chế sin.
Hình 1.8a Tín hiệu Voffset
Hình 1.8c Tín hiệu điều chê Sin
Với những đặc tính của phương pháp sóng mang là đề điểu khiển và thực hiện so vậy thực hiện cải tiến phương pháp sóng mang để nâng cao chất lượng điều khiển là giải pháp tốt. Đó là việc cộng thêm một hàm Offset vào sóng điều chế dạng Sin để đạt được một tiêu chí về chất lượng. Có một phương pháp khắc phục được điều này với khả năng điều khiển linh hoạt hơn, mềm dẻo hơn. Đó là phương pháp vectơ không gian.
3.3. Phương pháp vector không gian
Phương pháp điều chế vector không gian là phương thức thay thế 3 vector điện áp 3 pha thành một vector duy nhất quay trong không gian. Như vậy thay vì phải tính toán trên 3 pha ta chỉ cần tính toán trên hệ trục hai pha tính theo độ lớn và góc pha của đại lượng này. Điều này sẽ làm phép tính đơn giản đi rất nhiều. Minh họa trên hình 2.9.
Các phép chuyển đổi giữa các hệ trục tọa độ trên hình 2.9 có thể diễn tả như sau. Để biểu diễn vector điện áp trong hệ trục ba pha (tương tự như 3 pha stator trong động cơ KĐB), người ta có thể tính theo 3 thành phần trên 3 trục ua, ub, uc. Nhưng do phép tính dạng này khá phức tạp nên có thể biểu diễn vector theo các dạng hệ trục tọa độ khác ví dụ như hệ trục tọa độ d-q quay cùng vận tốc với hệ trục 3 pha (tương tự như vector từ thông của từ trường quay 3 pha trong động cơ KĐB). Do các thành phần vector đều quay cùng một vận tốc của từ trường quay stator s nên có thể chuyển đổi chúng tính trên một hệ trục tọa độ tĩnh ((tương tự như động cơ KĐB xoay chiều 2 pha anpha và peta , với anpha
và peta là các đại lượng hình sin). Như vậy nhờ vào sự chuyển đổi qua lại giữa các hệ trục tọa độ, ta có thể tính được vector không gian theo nhiều cách.
Việc chọn lựa hệ tọa độ được thực hiện sao cho việc tính toán quá trình được dễ dàng. Cụ thể khi tính toán với bộ VSI, ta nên chọ hệ trục tọa độ tĩnh (-); khi tính toán cho hệ
trạng thái được minh hoạ bởi tổ hợp (ka, kb, kc), với các giá trị ka = 0, 1, 2; kb = 0, 1, 2; kc = 0, 1, 2; là hệ số trạng thái tương ứng của các pha a, b, c. Ví dụ xét hệ số ka của pha a ta có: