CHƯƠNG II MÔ HÌNH LỚP VẬT LÝ CDMA2000- KÊNH XUỐNG
2.2. Kĩ thuật điều chế và trải phổ
ắ Khối điều chế QPSK:
Chuỗi dữ liệu ban đầu là d(t) = d0,d1,d2 ….gồm các xung lưỡng cực (là các giá trị của di=± 1 tương ứng với giá trị nhị phân “0” hoặc “1” ) được đưa tới bộ chuyển đổi nối tiếp sang song song và chia thành hai dòng dữ liệu dI(t) và dQ(t) với:
dI(t) = d0 ,d2 ,d4….(là các bit chẵn ) dQ(t) = d1 ,d3 ,d5…(là các bit lẻ )
Do đó tốc độ dữ liệu của mỗi chuỗi dI(t) và dQ(t) bằng một nửa tốc độ chuỗi nguyên thuỷ ban đầu d(t).
Mỗi chuỗi bit đi vào một bộ điều chế cân bằng. Chuỗi dI(t) điều chế biên độ hàm cosin với biên độ + 1 hoặc – 1. Điều này tương đương với việc dịch pha hàm cosin đi 00 hoặc 1800. Tưong tự chuỗi dQ(t) điều chế biên độ hàm sin cho ta tín hiệu trực giao với hàm cosin. Tổng của hai thành phần trực giao này chính là tín hiệu QPSK.
Tín hiệu này có thể được viết như sau:
Bộ chuyển đổi nối tiếp /song song
√2P . cos(ω0t) ∑ dI(t)
Dịch pha π/2
Dữ liệu Tín hiệu
QPSK d(t) NRZ
dQ(t)
Hình 12: Bộ điều chế QPSK
St(t) = dI(t).√2P .cos(ω0t) + dQ(t).√2P.sin(ω0t) (1.11) Hoặc:
St(t) = √2P .cos(ω0t + θd(t)) (1.12)
Trong đó góc pha θd(t) phụ thuộc vào 1 trong 4 tổ hợp có thể có của dI(t) và dQ(t) các giá trị này là:
θd(t) = π/4 ,3π/4 ,5π/4 ,7π/4.
ắ Khối giải điều chế :
Bộ chia công suất
√2P.cos(ω0t)
Dịch phaπ/2
Lọc Lọc
Triger Triger
Chuyển đổi song song/nối tiếp Tín hiệu
Bộ khôi phục điều chế dI(t)
Hình 13:Khối giải điều chế QPSK
Dũ liệu
Vì tín hiệu được điều chế pha nên việc giải điều chế phải được thực hiện bằng một tín hiệu dao động chuẩn tại chỗ. Tuy nhiên, ở hệ thống sử dụng phương pháp điều chế QPSK, thông tin nhận được từ bộ tách sóng pha duy nhất là không đầy đủ vì hai nguyên nhân.
- Cosθd(t) không chỉ ra θd(t) là dương hay âm.
- Biên độ tín hiệu ra bộ tách sóng pha tỉ lệ với biên độ của tín hiệu thu được cũng như với cosθd(t).
Do đó từ biên độ của tín hiệu bộ tách sóng pha không thể tách ra được thông tin nếu không so sánh nó với biên độ thu được. Cả hai vấn đề này được giải quyết nhờ bộ nguồn trộn và bộ lọc thứ 2 so pha với một dao động chuẩn khác. Đúng như các mong muốn đặc
tính tốt nhất thu được trong trường hợp nếu như dao động chuẩn thứ 2 trực giao với dao động chuẩn thứ nhất. Kết quả tách sóng pha ở hai kênh cùng pha I và Q được mô tả như sau:
SI(t) = thành phần tần số thấp của [2.cos(ω0t + θd(t).cos (ω0t) ] SQ(t) = thanh phần tần số thấp của [2.cos(ω0t + θd(t).sin(ω0t) ]
Bộ tách sóng pha thứ hai không chỉ giải quyết tính chất không xác định giữa pha âm và pha dương mà còn khắc phục cần thiết trong chuẩn biên độ. Tất cả các cách có thể dựa vào cực tính của tín hiệu ở đầu ra của bộ tách sóng pha chứ không dựa vào biên độ. Cụ thể là nếu bit đầu tiên trong hai bit bằng “0” nếu góc pha là dương (0 hoặc π/2) và bằng 1 trong trường hợp ngược lại. Do đó bit đầu tiên của tín hiệu hoàn toàn được xác định nhờ vào cực của sinθd(t) tức là tín hiệu ra của bộ tách sóng thứ hai (kênh cầu phương). Tương tự bit thứ 2 của tín hiệu bằng 1 nếu pha bằng π/2 hoặc bằng π, điều đó cho ta thấy rằng cực của tín hiệu bộ tách sóng pha thứ nhất (kênh cùng pha) chứa đựng thông tin cần thiết để xác định thông tin thứ hai.
2.2.2. Kĩ thuật trải phổ trực tiếp sử dụng phương pháp điều chế QPSK
Tín hiệu vào d(t) được chia làm hai đường và nhân với tín hiệu trải phổ là c1(t) và c2(t) sau đó tiếp tục được điều chế dịch pha, tín hiệu dạng ra có dạng sau:
S(t) = s1(t) + s2(t)= d(t).c2(t).A.cos (ω0t) + d(t).c1(t).A.sin (ω0t) = A.cos ( ω0t +θ(t))
Trong đó :
d(t).c1(t)=√2 .cos θ(t) d(t).c2(t)=√2 .sin θ(t) do đó
θ(t) = - arctang (c2(t).d(t)/c1(t).d(t))
π/4 nếu c1(t).d(t)=1,c2(t).d(t)=1 3π/4 nếu c1(t).d(t)=1,c2(t).d(t)=-1 5π/4 nếu c (t).d(t)=-1,c (t).d(t)=-1
7π/4 nếu c1(t).d(t)=-1,c2(t).d(t)=1
Vậy tín hiệu S(t) có thể nhận bốn trạng thái pha khác nhau : π/4, 3π/4 ,5π/4 ,7π/4 Khối giải điều chế :
Nguyên lý giải điều chế:
Giả thiết tín hiệu thu được với trễ truyền dẫn là Td và tạp âm là n(t):
S(t-Td)=A.d(t-Td).c1(t-Td).cos(ω0(t-Td))+A.d(t-Td).c2(t-Td).sin(ω0(t-Td))+n(t) (1) Các tín hiệu trước bộ cộng là:
X(t) = {A.d(t-Td).c1(t-Td).cos (ω0(t-Td)) + A.d(t-Td).c2(t-Td).sin(ω0(t-Td))+ n(t) }.c1(t- T’d).2 cos((ω0 + ωif).(t- Td )+ φ) (2)
BPSK
BPSK
∑ c1(t-Td) A.cos(ω0t)
S1(t) Dữ
liêu d(t)
S(t)
S2(t) A.sin(ω0t)
c2(t-Td)
Hình 14:Sơ đồ khối điều chế
Y(t) ={A.d(t-Td).c1(t-Td).cos (ω0(t-Td)) + A.d(t-Td).c2(t-Td).sin(ω0(t-Td))+ n(t) }.c1(t- T’d).2 sin((ω0 + ωif).(t- Td )+ φ) (3)
Nếu bỏ qua thành phần tạp âm và ngẫu nhiên ta thu được:
X(t) = {A.d(t-Td).c1(t-Td).cos (ω0(t-Td)) +
+ A.d(t-Td).c2(t-Td).sin(ω0(t-Td)) }. c1(t-T’d).2cos((ω0 + ωif).(t- Td )) (4) Y(t) ={A.d(t-Td).c1(t-Td).cos (ω0(t-Td)) +
+ A.d(t-Td).c2(t-Td).sin(ω0(t-Td)) }. c1(t-T’d).2sin((ω0 + ωif).(t- Td ) (5) Giả sử mã trải phổ phía thu đồng bộ với phía phát tức là Td =T’d thì:
c1(t – Td).c1(t – Td’) = c2(t – Td).c2(t – Td’) =1 (6) Ngoài ra đây là hai mã ngẫu nhiên độc lập nên:
c1(t – Td). c2(t – Td’) = c1(t – Td’). c2(t – Td) = 0 (7) Với giả thiết đó ta nhận được phương trình như sau:
X(t) = A.d(t-Td). cos (ω0(t-Td). 2 cos((ω0 + ωif).(t- Td )) = A.d(t-Td).{cos((2ω0 + ωif).(t- Td )) + cos(ωif(t- Td ))}
(8) c1(t-Td)
c2(t-Td)
2cos [ (ω0+ωif)t+φ]
2sin [(ω0+ωif)t+φ]
Y(t)
∑ Lọc
thông dải
Bộ giải điều chế fa X(t)
Dữ liệu Hình 15:Sơ đồ khối giải điều chế
Y(t) =A.d(t-Td). sin(ω0(t-Td). 2sin((ω0 + ωif).(t- Td ))
= A.d(t-Td).{- cos((2ω0 + ωif).(t- Td )) + cos(ωif(t- Td ))}
Tín hiệu ở đầu bộ cộng là :
X(t) + Y(t) = 2A.d(t – Td). cos(ωif(t- Td )) Sau khi cho qua bộ lọc ta nhận được dữ liệu ban đầu.