PAM, PSM và OOK trong truyền thông UWB

Hình 3 .2 Minh hoạ PPM và BPSK trong truyền thông UWB

.Hình 3.5 PAM, PSM và OOK trong truyền thông UWB

3.1.5 Khố bật- tắt

Khố bật tắt (OOK) với UWB có thể coi thuộc loại điều chế dạng xung trong đó tham số dạng xung là 0 hoặc 1, được chỉ ra trên biểu thức (3.9)

si =σip t( ) σ =i 0,1 (3.9) Ví dụ, xung “bật” được tạo ra khi σ =i 1 và xung “tắt” được tạo ra khi σ =i 0; qua đó, s1=p(t) và s2=0. Khó khăn chủ yếu của OOK là sự xuất hiện của hiện tượng đa đường, các thành phần đa đường đến bộ thu gây khó khăn cho việc xác định sự vắng mặt của một xung tương ứng với bit ‘0’. Khóa bật tắt thường là phương pháp điều chế nhị phân, tương tự như BPSK, nhưng không thể mở rộng thành điều chế M trạng thái như PPM, PAM, và PSM.

3.1.6 Mẫu tín hiệu

Trải phổ

Như đã nói ở chương 1 phổ của chuỗi xung liên tục tạo thành các vạch phổ tương ứng là bội của tần số lặp xung. Điều này hạn chế cơng suất phát của tín hiệu UWB vì các đỉnh phổ có thể vi phạm mặt nạ phổ cơng suất. Có hai kĩ thuật sử dụng để ngẫu nhiên hố xung tín hiệu là trải phổ nhảy thời gian (TH) và trải phổ chuỗi trực tiếp (DS).

Một kí hiệu được phát được trải trên N monocycle để đạt được độ lợi xử lí có thể lấn át được tạp âm và nhiễu. Điều này tương tự như phương pháp được sử dụng trong các hệ thống trải phổ. Độ lợi xử lí theo dB thu được là

PG1=10log ( )10 N (3.10)

Không giống như các hệ thống trải phổ, xung (chip) khơng cần thiết phải chiếm tồn bộ thời gian chip. Điều này có nghĩa là tỉ lệ thời gian chiếm (duty cycle) có thể rất nhỏ. Bộ thu chỉ cần “nghe” kênh trong khoảng tỉ lệ nhỏ về thời gian giữa các xung. Ảnh hưởng của các nguồn nhiễu liên tục do đó giảm đi và chỉ bị ảnh hưởng rõ ràng trong khoảng thời gian bộ thu cố gắng thu xung. Điều này làm tăng độ lợi của hệ thống do làm giảm ảnh hưởng của nhiễu. Độ lợi xử lí do tỉ lệ thời gian chiếm thấp là:

2 10log10 f p T PG T   =  ÷÷   (3.11) Trong đó Tf là chu kì xung và Tp là độ rộng xung

Tổng độ lợi xử lí thu được là:

PG PG= 1+PG2 (3.12)

3.1.6.1 Mẫu tín hiệu trải phổ nhảy thời gian

Khái niệm của TH-UWB được biểu diễn trên hình 3.6. Các monocycle TH- PPM trải năng lượng tín hiệu trên dải tần vô tuyến, giảm các xung nhọn trên phổ của chuỗi xung. Khi xử dụng mã PR để xác định thời điểm truyền dẫn trong một khung thời gian lớn, phổ của các xung phát sẽ rất giống nhiễu trắng.

Hình 3.6: Khái niệm hệ thống nhảy thời gian

Trong các hệ thống TH các người dùng phân biệt nhau bằng các mã PR khác nhau có chiều dài N. Trong một khung có N vị trí truyền dẫn có thể, nên trong trường hợp lí tưởng có tối đa M=N người dùng có thể hoạt động đồng thời mà không gây nhiễu.

Trong chế độ TH, tín hiệu điều chế cho người dùng thứ m là:

• Với điều chế PAM: 1 ( ) (m) (m) d f w j c k 0 ( ) N w(t-kT -jT -(c ) T )d m k j s t ∞ − =−∞ = = ∑ ∑ (3.13) • Với điều chế PPM: 1 ( ) (m) (m) d f w j c k 0 ( ) w(t-kT -jT -(c ) T - d ) N m k j s t ∞ − δ =−∞ = = ∑ ∑ (3.14) • Với PSM là: (m) k 1 ( ) (m) d f w j c d 0 ( ) w (t-kT -jT -(c ) T ) N m k j s t ∞ − =−∞ = = ∑ ∑ (3.15) Trong đó w(t) là dạng xung, dk là bit dữ liệu thứ k. Khung thời gian Tf là chu kì phát giữa các xung. Mã nhảy thời gian (cp)j là chip thứ j của mã PR nó là các số nguyên được sử dụng để nhảy giả ngẫu nhiên cho người dùng thứ k tại xung thứ j,

và Tc là thời gian trễ tối thiểu có thể tạo được từ việc nhảy thời gian giả ngẫu nhiên đó. TH cực tiểu khả năng xung đột giữa các người dùng sử dụng các mã nhảy thời gian khác nhau và do đó nó cung cấp khả năng đa truy nhập giữa các người dùng khác nhau. Trong TH-UWB Tf ? Tplàm tỉ lệ thời gian chiếm thấp. Mỗi xung trong một chuỗi xung có thời điểm truyền dẫn danh định, nó được xác định bởi tần số lặp xung (RPF). Đối với các phương pháp điều chế không phải là PPM vị trí danh định xác định bởi các thời điểm lặp xung trong chuỗi tín hiệu f

0

w(t-jT )

N

j=

∑ . Đối với điều chế vị trí xung (PPM) vị trí danh định này thay đổi so với vị trí trên một khoảng nữa để mang thơng tin cần điều chế (điều chế vị trí mang thơng tin chẳng hạn với xung truyền sớm biểu diễn bit ‘0’ còn xung truyền đúng hoặc trễ so với vị trí danh định biểu diễn bit ‘1’). Khoảng thời gian truyền dẫn thực tế khi trải phổ TH được thay đổi so với vị trí truyền dẫn danh định cho mỗi người dùng bằng một mã PR duy nhất.

Trước khi trải phổ và điều chế tín hiệu lặp với tần số Tf, PSD của tín hiệu xuất hiện những đỉnh phổ là bội của tần số 1/Tf. Khi mã TH có độ dài N được đưa vào trải phổ thì các đỉnh phổ cách nhau một khoảng 1/(NTf). Điều này làm cơng suất tín hiệu phát trải đều hơn, dễ thoả mãn mặt nạ phổ của FCC hơn.

Khoảng lặp xung (xác định độ dài của mỗi khung nhảy thời gian) được xác định bởi số lượng người dùng nhân với độ rộng của một khe thời gian trong một khung nhảy thời gian:

Tf =N TU sl (3.16)

Trong đó Tsl là độ rộng của mỗi khe thời gian và NU là số người dùng. Số lượng người dùng không chồng lấn tối đa được xác định bởi độ dài của mã PR

2n 1

U

N ≤ =N − (3.17) Trong đó n là số lượng bit trong chuỗi PR. Độ dài của mỗi khe thời gian nên lớn hơn hai lần độ rộng xung, bởi vì như thế sẽ đủ thời gian trong một khe thời gian truyền bit ‘1’ hoặc ‘0’. Đó là ở đây giả thiết hệ số điều chế δ ≥1 . Giả thiết này nhằm giảm thiểu khả năng chồng lấn giữa các xung. Nói chung, độ rộng của một khe thời gian được xác định như sau:

Tsl >2Tp +τ (3.18) Trong đó τ là độ trễ (hệ số điều chế) sử dụng trong PPM. Ví dụ, nếu số lượng người dùng là 31 và độ rộng xung là 800 ps, độ rộng của khe thời gian trong đó xung được phát đi tối thiểu là 1.6 ns. Điều này dẫn đến tần số lặp xung là nhỏ

hơn 21 MHz. Bằng cách lựa chọn số lượng xung trên một kí hiệu là 200, độ lợi xử lí đạt được là hơn 41 dB.

Mặt khác nếu coi Tf là cố định thì độ dài của mã bị giới hạn bởi

0≤NTc<Tf . (3.19)

Khơng thể có dấu đẳng thức ở vế trái của đẳng thức vì ln phải có một khoảng trễ nhất định trước các thời điểm lặp xung (xác định bởi Tf) để bộ tương quan hoàn tất việc tập hợp năng lượng từ một xung trước khi thực hiện tập hợp năng lượng từ xung tiếp theo. Trong TH

1 f mono T SF T ε = = (3.20) Trong đó Tmono là độ rộng xung. Độ chiếm chu trình (tỉ lệ thời gian chiếm )εđược xác định trực tiếp từ phần trăm thời gian bộ phát hoạt động và cịn chỉ ra tỉ số tín hiệu trên tạp âm sau trải phổ SNR’:

SNR'=SF SNR. (3.21) Trong đó SNR là tỉ số tín hiệu trên tạp âm trên kênh vật lí được đặt theo thuật ngữ kênh là SNR. Tỉ số tín hiệu trên tạp âm sau giải trải phổ được đặt tên theo thuật ngữ tách sóng là SNR’. Và đây là tỉ số tín hiệu trên tạp âm thực tế trên thiết bị quyết định tại thời điểm quyết định.

3.1.6.2 Trải phổ chuỗi trực tiếp

Khi sử dụng kĩ thuật DS một mã PR được sử dụng để tải bít dữ liệu lên nhiều chip, rất giống với các hệ thống trải phổ thông thường. Trong trường hợp các hệ thống UWB, xung đóng vai trị là các chip trong DS. Nó được áp dụng chủ yếu cho PAM, PSM, OOK. PPM sử dụng TH sẽ thuận tiện hơn nhiều do đặc điểm nhảy thời gian trong điều chế tín hiệu. Hình 3.7 chỉ ra cấu trúc bit cho tín hiệu DS. Dạng sóng hình chữ nhật chỉ các chip.

• Tín hiệu s(t) PAM hay OOK cho người dùng thứ m có thể biểu diễn là: 1 ( ) (m) ( ) d c p j 0 ( ) w(t-kT -jT )(c ) N m m k k j s t ∞ − d =−∞ = = ∑ ∑ (3.22) • Với PSM là ( ) dk 1 ( ) ( ) d 0 w m ( )( ) N m m d c p j k j s ∞ − t kT jT c =−∞ = = ∑ ∑ − − (3.23) Trong đó dk là bit dữ liệu thứ k, (cp)j là chip thứ j của mã PR, w(t) là dạng xung, N biểu diễn số lượng xung sử dụng trên mỗi bit dữ liệu, Tc là độ rộng chip, mã PR có các giá trị lưỡng cực giả định là {-1,+1}, độ rộng bit là Td=NTc=NTp.

Khi sử dụng hệ thống DS, các xung truyền dẫn liên tục và do đó Nf xung

được phát mỗi Tf và mỗi xung được coi là một chip. Điều này có nghĩa là hệ số trải phổ thu được là: f f mono T SF N T = = (3.24) Và giống như trường hợp TH tỉ số tín hiệu trên tạp âm ở mạch quyết định là : SNR'=SF SNR. (3.25)

3.1.7 Tổng kết về các phương pháp điều chế

Ở trên tôi đã đề cập đến các loại điều chế hai trạng thái có thể được sử dụng trong truyền thơng UWB, phương pháp điều chế nhiều trạng thái cũng có thể áp dụng cho truyền thông UWB từ các phương pháp điều chế trên (ngoại trừ trường hợp OOK). Khi sử dụng M-PAM để điều chế tín hiệu, các xung phát với M biên độ khác nhau mang log2(M) bit thông tin, trong khi M-PPM dịch xung tới một trong

M vị trí khác nhau trong một chu kì xung và mang cùng một lượng thông tin như

trên. Trong M-PPM đặt xung ở M vị trí khác nhau có thể gây ra chồng lấn. Điều này có thể dẫn đến giảm dung lượng kênh khi độ nhạy đối với tạp âm tăng lên do khi các kí hiệu đặt quá gần nhau sẽ làm giảm chênh lệch giữa các ngưỡng quyết định ở đầu thu. Trong nội dung đề tài này tôi chỉ xem xét M-PPM và 2-PPM với mức chồng lấn tối ưu thu được bằng cách cực tiểu hàm tự tương quan.

Một điều thú vị khác nữa là có thể sử dụng kết hợp cả M-PAM và M-PPM. Có thể thực hiện điều này là do bản chất xung của tín hiệu UWB làm cho hai phương pháp điều chế trực giao với nhau. Loại điều chế đặc biệt này gọi là Điều chế biên độ và vị trí M- trạng thái (M-PPAM). Trong các hệ thống truyền thông băng hẹp thông thường lựa chọn tham số M trong điều chế M trạng thái là tương đối phức tạp phụ

thuộc vào các tham số của kênh như SNR. Điều này dẫn đến các phương pháp điều chế thích ứng trong đó có thể điều chỉnh M để tối đa hiệu năng của hệ thống. Một ví dụ là một hệ thống modem dial up hiện nay trong quá trình thiết lập kết nối thực hiện xác định giá trị lớn nhất của M có thể sử dụng truyền thông tin cậy.

Hiệu năng của các phương pháp điều chế trong kênh AWGN

Theo phụ lục C [11] bộ thu tương quan là tối ưu trong kênh AWGN không nhớ và để đạt được bộ thu tối ưu phải có M bộ tương quan với các hàm trực chuẩn cơ sở của các dạng sóng sm(t), trong đó M là chiều của tín hiệu và m=1…M. Quyết định cứng có thể được thực hiện để xác định giá trị của m tối thiểu khoảng cách Euclidian giữa các dạng sóng thu được và sm(t).

Trong trường hợp BPSK và BPPM chỉ cần bộ một bộ tương quan và ước lượng bit thông tin từ biểu thức:

( 1) ( ) ( ) sgn ( ). ( ) 1 ( ) 2 s f s f n N T k corr s f nN T k s t s t nN T dt d n +    − ÷+  ÷   = ∫ (3.26)

Trong đó scorr(t) là dạng xung mẫu (template waveform). Nếu điều chế BPSK thì scorr(t)=prx(t), trong đó prx(t) là monocycle thu được và BER có thể tính được (xem phụ lục C.2 [11]). Tính tốn đến cả tỉ số tín hiệu trên tạp âm tăng lên một lượng băng hệ số trải phổ thì BER trở thành:

1 . . 2 2 s BPSK SF N SNR BER erfc  =  ÷÷   (3.27) Với điều chế BPPM scorr( )t = p trx( − −δ) p trx( ) và BER thu được (xem phụ lục C.3 [11]) 1 . (1 ( )). 2 4 s BPPM SF N SNR BER erfc −ρ δ  =  ÷÷   (3.28) Trong đó ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) rx rx rx rx p t p t dt p t p t dt δ ρ δ ∞ −∞ ∞ −∞ − = ∫ ∫ (3.29)

Là hàm tự tương quan chuẩn hoá của monocycle với độ trễ δ .

Có thể so sánh từ (3.27) và (3.28) là BPSK lợi 3 dB so với BPPM khi ( ) 0

ρ δ = . Điều này khơng có gì lạ vì thời gian tích phân hiệu dụng trong trường hợp BPPM lớn gấp hai lần so với trong BPSKvà do đó cơng suất nhiễu thu được lớn gấp

hai lần trong khi có cùng cơng suất tín hiệu thu. Nếu sử dụng BPPM có chồng lấn thì lợi thế của BPSK sẽ giảm đi cũng không thể đạt được BER như trong BPSK.

Khi sử dụng QPPAM cần hai bộ tương quan. Một có xung mẫu là prx(t) và

một có xung mẫu là p trx( −δ). Các tính tốn về BER được thực hiện ở phụ lục C.4 [11], chỉ ra rằng không thể biểu diễn BER trong trường hợp này một cách chính xác. Thay vào đó có xấp xỉ:

3 1

2 2

QPAM BPPM BPPM BPSK

BER = BER + −BER BER

 ÷

  (3.30) Với giả thiết là ρ δ =( ) 0 và SNR? 1.

Mô phỏng các phương pháp điều chế khác nhau được thực hiện ở hình 3.9 để kiểm tra các kết quả phân tích ở trên. Cả hệ thống TH và DS đều sử dụng xung Gaussian bậc 7.

Lí do để sử dụng ρ δ = −( ) 0.67 trong trường hợp BPPM chồng lấn là tương ứng với giá trị độ chồng lấnδ này làm cực tiểu hàm tự tương quan chuẩn hoá ρ δ( ) . Giá trị này của ρ δ( ) do đó tương ứng với hiệu năng tối nhất có thể đạt được khi sử dụng hệ thống BPPM chồng lấn.

Hình 3.8: mô phỏng các hệ thống một người dùng UWB trong kênh AWGN Kết luận thu được là để tối đa hiệu năng của hệ thống UWB, nên sử dụng BPSK. Phần tiếp theo của đồ án này sẽ trọng tâm vào điều chế BPSK. Các phương pháp điều chế cho truyền thông UWB trên bảng 3.2 tổng kết các ưu điểm và nhược điểm của các phương pháp điều chế.

Bảng 3.2: Ưu điểm và nhược điểm của các phương pháp điều chế khác nhau Phương pháp

điều chế

Ưu điểm Nhược điểm

PPM Đơn giản Cần xử lí thời gian chính xác

BPSK Đơn giản, hiệu quả Chỉ điều chế nhị phân

PSM Đa truy nhập trực giao Phức tạp

PAM Đơn giản Ảnh hưởng bởi tạp âm

OOK Đơn giản Chỉ điều chế nhị phân, ảnh

hưởng nhiều bởi tạp âm

3.2 Bộ phát

Sơ đồ khối bộ phát UWB tổng quát được chỉ ra trên hình 3.10. Thứ nhất, dữ liệu được tạo bởi các ứng dụng tách biệt ở tầng vật lí của bộ phát. Các ứng dụng có thể là thuê bao e-mail hoặc duyệt web trong một máy tính cá nhân, ứng dụng lịch trong thiết bị PDA, hoặc dữ liệu số từ máy chơi DVD. Từ đặc điểm của tầng vật lí dữ liệu có thể là bất cứ thứ gì. Phần này của thiết bị vơ tuyến thường gọi là “back end”.

Hình 3.9 Sơ đồ khối thu phát UWB chung

Dịng thơng tin nhị phân được vượt qua phần “front end”, đó là một phần của bộ phát chúng ta đề cập. Các phương pháp điều chế cao hơn là được sử dụng

điều chế nhị phân có thể chuyển các bit vào kí hiệu, với mỗi kí hiệu biểu diễn nhiều bít. Các kí hiệu này được ánh xạ tới một dạng xung. Các dạng xung được tạo ra bởi bộ tạo xung. Cần thiết có mạch định thời chính xác để gửi các xung ra ở từng khoảng yêu cầu. Nếu PPM thì cần định thời cần chính xác hơn, thường nhỏ hơn một độ rộng xung.

Các xung sau đó có thể được điều chỉnh biên độ trước khi phát. Nói chung,