3.4. Cấp phát công suất [6]
3.6.1. Mô phỏng mạng chuyển tiếp hai chiều chọn lọc
Các mô phỏng trong phần này ta chọn công suất toàn bộ là p= 3, các nút nguồn S1, S2 và các nút chuyển tiếp Ri, i= 1, .., N có cùng công suất nhiễu N0.
SNR của nút nguồn SN R=ps/N0 , N0/ps = 1/SN R, N0/pr =λ/SN R, ψ = 2×(N0
pr + N0
SERRS = (2N −1)!
2(N!)cN (1 + 2λ)N 1
SN RN (3.6.1) Điều chế theo phương thức BPSK (c = 2).
Với cơ chế chuyển tiếp chọn lọc RS-AF, các mô phỏng tương ứng vớips= pr = 1, với cơ chế AP-AF , giá trị các công suất tương ứng là ps = 1, p0r = 1/N với N là số nút chuyển tiếp.
- Mô phỏng SER cho cơ chế O-RS-AF và cơ chế S-RS-AF
Hình 3.6.1: Mô phỏng giá trị SER giữa 2 cơ chế O-RS-AF và cơ chế S-RS-AF (với ps =pr = 1)
Hình 3.6.2: Mô phỏng SER giữa 2 cơ chế S-RS-AF và AP-AF
- So sánh kết quả mô phỏng và kết quả phân tích SER của cơ chế RS-AF
Hình 3.6.3: SER mô phỏng so với kết quả phân tích gần đúng biễu diễn dạng công thức
- Mô phỏng SER của cơ chế S-RS-AF khi sử dụng thuật toán cấp phát công suất tối ưu
Hình 3.6.4: So sánh SER sử dụng cấp phát công suất đồng đều và cấp phát công suất tối ưu
- Mô phỏng SER của cơ chế S-RS-AF theo sự thay đổi của tỉ số λ = ps/pr khi N = 2, N0 = 0.05,0.02,0.01.
Hình 3.6.5: Mô phỏng SER của cơ chế S-RS-AF khi thay đổi tỉ lệ cấp phát công suất với N = 2
Kết quả cho thấy là 2 phương thức trên có kết quả hầu như giống nhau, do đó thay vì lựa chọn phương thức O-RS-AF ta sử dụng phương thức S-RS-AF để có thể công thức hóa SER . Đồng thời cũng cho thấy SER cải thiện nhiều khi số nút chuyển tiếp tăng lên.
Hình 3.6.2 so sánh cơ chế chuyển tiếp chọn lọc S-RS-AF so với cơ chế thông thường AP-AF (tất cả nút chuyển tiếp đều tham gia truyền tín hiệu lại cho 2 nút nguồn). Với cơ chế S-RS-AF , ps =pr = 1; với cơ chế AP-AF , ps = 1, pr = 1/N. Kết quả cho thấy cơ chế S-RS-AF tốt hơn cơ chế AP-AF về tỉ số SER .
Hình 3.6.3 so sánh giữa lý thuyết phân tích về SER so với kết quả mô phỏng của cơ chế S-RS-AF . Kết quả cho thấy khi SNR cao thì kết quả lý thuyết và thực nghiệm là bằng nhau.
Hình 3.6.4 so sánh SER của cơ chế S-RS-AF khi sử dụng công suất cấp phát đồng đều (ps = pr = p/3) và sử dụng công suất cấp phát tối ưu (ps = p/4, pr = p/2). Kết quả kiểm chứng cho việc sử dụng cấp phát công suất tối ưu là tốt hơn với kiểu cấp phát công suất đồng đều.
Hình 3.6.5 mô phỏng SER thay đổi theo tỉ lệ cấp phát công suất λ =ps/pr với các công suất nhiễu khác nhau. Kết quả chứng tỏ rằng tỉ số λ = 0.5 thì cho SER là tốt nhất, đúng với lý thuyết về cấp phát công suất tối ưu như đã trình bày ở trên.
3.6.2. Thảo luận
Kết quả mô phỏng ở trên trùng với kết quả của tác giả ở tài liệu [6], điều này chứng tỏ ngoài việc chứng minh chi tiết các vấn đề được tác giả nêu, chương này đã thực thi lại một cách đúng đắn các nghiên cứu của tác giả.
Từ kết quả của chương ta có thể rút ra điều kiện để một mạng hoạt động chuyển tiếp hoạt động tối ưu về SER khi sử dụng nhiều nút chuyển tiếp là:
- Sử dụng cơ chế chuyển tiếp chọn lọc, có nghĩa là tại mỗi thời điểm chuyển tiếp, mạng chọn ra nút chuyển tiếp thỏa mãn công thức (3.2.4).
CHƯƠNG 4: ẢNH HƯỞNG SUY GIẢM CỦA PHẦN CỨNG TRONG MẠNG CHUYỂN TIẾP HAI CHIỀU
Mặc dù tác động của phần cứng vật lý trong truyền nhận tín hiệu vô tuyến đều đã được biết, nhưng sự tác động của nó trong chuyển tiếp hai chiều vẫn chưa được nghiên cứu cụ thể. Chương này xác định ảnh hưởng của phần cứng thiết bị trong mạng chuyển tiếp hai chiều theo cơ chế khuyếch đại-chuyển tiếp (AF). Cụ thể chương này sẽ xem xét các tham số như signal-to-noise-and-distortion ratio - tỷ số tín hiệu trên nhiễu và méo dạng (SNDR) tại các điểm thu, đưa ra công thức biễu diễn về outage probability - xác suất truyền hỏng (OP) cũng như SER và các kết quả trên được so sánh với điều kiện khi phần cứng là lý tưởng.
4.1. Mô hình phân tích [7]
Mô hình bài toán nghiên cứu được sử dụng như ở hình 4.1.1
Hình 4.1.1: Sơ đồ khối phân tích tác động của phần cứng của mạng chuyển tiếp hai chiều
Giả sử một ký tự thông tin s∈C được truyền qua kênh truyền h∈C và tham số nhiễu v ∈C. Tín hiệu thu được có dạng quen thuộc y =hs+v. Tuy nhiên tín hiệu thu phát chịu sự tác động của:
• Ký tự được tạo ra và phát đi không phải là ký hiệu truyền mong muốn s
• Sự méo tín hiệu trong quá trình xử lý tại đầu thu
Mô hình chi tiết có thể được tạo ra cho mỗi nguồn tác động (nhiễu phase, bất cân bằng kênh IQ, bộ khuyếch đại không tuyến tính). Nhưng một cách tổng quát ta có thể đưa ra công thức về tín hiệu nhận của mô hình theo dạng:
y =h(s+ηt) +ηr +v (4.1.1) với ηt, ηr là các nhiễu méo từ sự ảnh hưởng tại đầu thu và phát tương ứng. Các kết quả nghiên cứu và đo đạc ở như ở tài liệu tham khảo [7] cho ta:
ηt ∼ CN(0, κ2tP). ηr ∼ CN(0, κ2rP|h|2) (4.1.2) Các nhiễu méo có phân bố dạng Gauss và phụ thuộc vào ký tự gốc cần truyền s và phương sai tương ứng của ηt, ηr thay đổi theo công suất ký tự P =Es{|s|2}. (Ký hiệu E là kỳ vọng)
Các tham số thiết kế κt, κr ≥ 0 biễu diễn đặc tính của mức tác động của phần cứng thu phát.
Công thức (4.1.1) sẽ quay trở lại dạng cơ bản y = hs+v khi phần cứng là lý tưởng, tức κt = κr = 0 . Từ công thức trên ta thấy sự méo truyền hoạt động như nguồn nhiễu với phương sai(κ2t+κ2r)P|h|2. Ký hiệuκ=pκ2
t +κ2
r được gọi là mức suy giảm tổng hợp trên mỗi đường truyền và trong chương này ta chỉ xét tác động gây suy giảm của phần cứng tại điểm chuyển tiếp.
Chúng ta xét mạng chuyển tiếp hai chiều có hai nút phát (T1 và T2) và một nút chuyển tiếp ( R ). Việc truyền nhận được thực hiện qua hai khe thời gian, trong đó ở khe thời gian thứ nhất T1 và T2 truyền ký tự s1 và s2 tương ứng đến R. Nút chuyển tiếp nhận tín hiệu tổng từ hai nguồn trên và quảng bá tín hiệu khuếch đại cho 2 nút T1 và T2 ở khe thời gian thứ hai. Tín hiệu si sẽ mong muốn được nhận tại nút Tri , với ri , 2i, i = 1,2. Các chỉ số phụ 1,2,3 được ký hiệu tương ứng cho các tín hiệu tại T1, T2 và R .
Tín hiệu nhận tại R ở khe thời gian thức nhất là:
y3 =h1s1+h2s2+η3r +v3 (4.1.3) các ký tự thông tin truyền si ∼ CN(0, Pi), i = 1,2 có trung bình bằng 0 và phân bố Gauss với công suất Pi; vi ∼ CN(0, Ni) biễu diễn nhiễu cộng dạng phức tại T1, T2 và R với i = 1,2,3. Hệ số kênh truyền Ti → R (và hướng ngược lại) được ký hiệu hi, i = 1,2 . Các kênh truyền có phân bố Rayleigh với công suất
Ωi =Ehi|hi|2 , với hi ∼ CN(0,Ωi).Ký hiệu ρi, |hi|2 là độ lợi kênh truyền, ta có phân phối của ρi như sau:
fρi(x) = 1 Ωie
−x
Ωi, x≥ 0, i= 1,2 (4.1.4)
Fρi(x) = 1−e−Ωxi, x ≥0, i = 1,2 (4.1.5) Nhiễu méo của phần cứng tại bộ thu của nút chuyển tiếp được ký hiệu η3r ở 4.1.3
η3r ∼ CN(0, κ23r(ρ1P1+ρ2P2) (4.1.6) Trong khe thời gian thứ hai, tín hiệu truyền s3 từ R đơn giản bằng cách khuếch đại tín hiệu nó vừa nhận được y3, tức là s3 = Gy3 . Ta giả sử tất cả các nút đều biết đầy đủ thông tin kênh truyềnh1, h2. Nút chuyển tiếp điều chỉnh hệ số khuếch đại cho phù hợp với công suất phát theo công thức sau:
G = s
P3
(ρ1P1+ρ2P2)(1 +κ23r) +N3 (4.1.7) Ở công thức trên thì P3 là công suất phát trung bình của nút chuyển tiếp. Tín hiệu nhận được tại T1 và T2 như sau:
yi0 = hi(Gy3 +η3t) +vi
= Gh1h2sri +Gh2isi+Ghi(η3r +v3) +hiη3t+vi
với i = 1,2 và η3t ∼ CN(0, κ23tP3) là nhiễu méo tại phần cứng của nút chuyển tiếp khi truyền. Để ý khi phần cứng lý tưởng ta có yi =Gh1h2sri+Gh2isi+Ghiv3+vi. Nút Ti mong muốn nhận tín hiệu sri từ yi và nó có thể loại bỏ thành phần đã biết là Gh2isi, để được tín hiệu
yi = Gh1h2sri +Ghi(η3r +v3) +hiη3t+vi SNDR của tín hiệu dùng để tách sri tại Ti sẽ là:
SN DRi= ρ1ρ2Pri ρi(N3+κ2 3r(ρ1P1+ρ2P2)) + ρiκ2 3tP3+Ni G2 (4.1.8)
Thay 4.1.7 vào 4.1.8 ta được:
SN DRi = ρ1ρ2 ρ2 i Pi Pric+ρ1ρ2c+pribi+ρi(ai+ Pi Pribi) + NiN3 PriP3 (4.1.9) với ai , N3 Pri(1 +κ23t), bi , Ni P3(1 +κ23r), c, κ23t+κ32r +κ23tκ23r, i= 1,2. Trong trường hợp điều kiện phần cứng lý tưởng, ta có:
SN DRi = ρ1ρ2 ρriNi P3 +ρi(N3 Pri + NiNi PriP3) + NiN3 PriP3 (4.1.10)