4.2.1.1. Thiết kế bộ chia công suất đồng pha
Trong phần này sẽ trình bày thiết kế một bộ chia công suất Wilkinson 4 đầu ra. Bộ chia này sử dụng đường truyền phối hợp trở kháng dải rộng để đạt được băng tần như mong muốn 0,5-2,5 GHz. Sau đó thực hiện chế tạo bộ chia này trên mạch in, tiến hành đo kiểm riêng rẽ và thực hiện ghép thành mảng 4 phần tử anten. Hình 4-9 biểu diễn mạch ghép công suất Wilkinson:
Hình 4-9 : Bộ chia công suất Wilkinson
Chiều dài mỗi nhánh được thiết kế là l/4 bước sóng, do đó mạch ghép – chia công suất Wilkinson chỉ hoạt động ứng với một tần số nhất định. Mạch này có thể được sử dụng để chia công suất từ cửa 3 qua cửa 1 và 2, ghép công suất từ cửa 1 và
2 ra cửa 3.
Hình 4-10 : Mạch ghép Wilkinson được chia thành 2 mode
Cửa 1 và 2 có tính đối xứng. Do đó: S13 = S31 = S23 = S32 Mạch phối hợp trở kháng đồng thời tại 3 cửa với điện trở chuẩn R0. Do đó, S11 = S22 = S33 = 0.
84
Phân tích mạch hình 4-9 thành 2 mode: mode chẵn và mode lẻ
Mode chẵn
Vì nguồn nối vào cửa 1 và 2 có giá trị bằng nhau (Vin1 + Vin2)/2 nên dòng điện qua điện trở R bằng 0, do đo hở mạch đoạn nối giữa cửa 1 và 2 thông qua R. Khi đó, Mode chẵn được chia thành 2 thành phần độc lập nhau như hình 4-11 .
Hình 4-11 : Các mode chẵn được chia làm 2 thành phần độc lập với nhau
Trở kháng nhìn vào cửa 1 : 2 0 1 0 0 2 4 2 2 4 a a ine a a R jR tg( ) R R R R R j R tg( ) (4-20)
Để phối hợp trở kháng tại cửa 1 thì Rine1 = R0 nên Ra R0 2
Để tính S13 hoặc S31, ta phải tính được V1 và V3, từ đó suy ra V3/V1.
Quan sát đường truyền sóng không tổn hao trên Ra, ta có biểu thức điện thế tại điểm x bất kỳ:
j x j x
V(x) V .e V .e (4-21)
Chon x=0 tại cửa 1. Khi đó hệ số phản xạ tại điểm tải 2𝑅𝑜 ở cửa 3: Γ(l) =
= √ √ (4-23)
85
(4-24)
Do tính đối xứng của mạch ta cũng suy ra S22 = 0 và S23 = S32 = S13 = S31 =
2
j
Mode lẻ
Vì nguồn nối vào cửa 1 và 2 là đối nhau, và do tính đối xứng của mạch chia công suất Wilkinson nên ta có thể xem như mode lẻ gồm 2 phần đối xứng nhau qua điểm đất.
Hình 4-12 : Mode lẻ được chia thành 2 thành phần độc lập nhau
Đoạn truyền sóng λ/4 có cửa 3 nối đất nên trở kháng đầu vào của đường truyền tại cửa 1 là hở mạch. Do đó 𝑅𝑖𝑛𝑜1 = 𝑅/2. Để phối hợp trở kháng tại cửa 1 (𝑆11 = 0): 𝑅𝑖𝑛𝑜1 = 𝑅𝑜 nên R =2𝑅𝑜. Tương tự với cửa 2 ta cũng có 𝑆22 = 𝑆11 = 0.
Ngoài ra, ta cũng nhận thấy rằng cửa 1 và cửa 2 luôn luôn được cách ly nhau tại cả 2 mode chẵn và lẻ do cấu trúc hở mạch hoặc nối đất của mạch phẳng đối xứng của mạch. Do đó :
𝑆12 = 𝑆21 = 0 (4-25)
Hệ số còn lại cần tìm là 𝑆33, là hệ số phản xạ nhìn vào cửa 3 khi cửa 1 và cửa 2 được gắn tải trở phối hợp 𝑅𝑜.
86
Hình 4-13 : Sơ đồ mạch ghép và chia công suất với nguồn vào tại cửa 3
Do tính đối xứng giữa cửa 1 và 2, khi đặt nguồn vào cửa 3 thì tín hiệu ra tại cửa 1 và 2 là giống nhau, nên điện trở R=2𝑅𝑜 nối giữa cửa 1 và 2 bị hở mạch.
Hình 4-14 : Bộ chia công suất Wilkinson với nguồn ghép vào cửa 3 (R hở mạch)
Vì đường truyền phần tư bước sóng nên điện trở nhìn vào mỗi đường khi đứng tại cửa 3 là :
(4-26)
Suy ra điện trở nhìn vào từ cửa 3: 𝑅𝑖𝑛3 = 𝑅𝑂 nên 𝑆33 = 0 (phối hợp trở kháng ở cửa 3).
87
Hình 4-15 : Kết cấu bộ chia công suất đồng pha dải rộng
Hình 4-16 : Kết quả mô phỏng và đo thực nghiệm bộ chia công suất đồng pha
Bộ chia công suất Wilkinson với hệ số chia 4 có tính đối xứng tạo được các dao động đồng pha và đồng biên trên cơ sở một bộ dao động OSC. Bộ chia này đáp ứng đầy đủ các yêu cầu của chia đồng pha và đồng biên, hoạt động trong dải tần rộng 0.5GHz – 2.5GHz.
88
4.2.2. Thiết kế và chế tạo mảng 4 phần tử
Từ kết quả chế tạo bộ chia công suất và khảo sát tương hỗ giữa các phần tử trên mảng. Ta có thể đi vào thiết kế và chế tạo một mảng phần tử nhỏ. Nhằm kiểm chứng và chuẩn bị cho ghép mảng hoàn thiện.
Hình 4-17 : Mô phỏng anten mảng 4 phần tử
89
Hình 4-19 : Đồ thị bức xạ của mảng mô phỏng trên HFSS
Hình 4-20 : Kết quả đo pha của cáp trên PNA_X
90
4.2.3.1. Kết quả mô phỏng mảng 16 phần tử trên HFSS
Cấu trúc của mảng 16 phần tử :
Hình 4-21 : Mô phỏng cấu trúc của mảng 16 phần tử
91
Hình 4-22 : Kết quả mô phỏng tham số S và tỷ số trục của mảng
92
Hình 4-23 : Kết quả mô phỏng đồ thị bức xạ trên phần mềm HFSS
4.2.3.2. Chế tạo và đo kiểm mảng anten 16 phần tử phân cực tròn cho ứng dụng vệ tinh băng tần L,S cho ứng dụng vệ tinh băng tần L,S
93
Hình 4-24 : Mảng anten thực tế
4.2.4. Kết luận
Kết quả đo kiểm mảng trên PNA_X và đồ thị Smith của mảng anten trên PNA_X được thể hiện như trên hình 4-25 và 4-26. Có thể thấy rằng, các lý thuyết về đo kiểm cao tần đối với anten là thực sự hữu ích. Không chỉ cung cấp một thao tác thực hiên theo quy trình chuẩn mà còn hạn chế tối đa những sai số nhẫu nhiên không mong muốn.
Việc chế tạo và thiết kế mảng anten 16 phần tử, phân cực tròn và hoạt động ở hai băng tần L, S cho các ứng dụng vệ tinh tầm thấp hoàn toàn đạt được. Từ kết quả mô phỏng và đo kiểm trên PNA_X, ta có thể kết luận. Mô hình này hoàn toàn đúng tính chất vật lý và có ý nghĩa trong sản xuất sản phẩm thực tế.
94
95
Hình 4-26 : Đồ thị Smith của mảng trên PNA_X
KẾT LUẬN
Luận văn đã trình bày các lý thuyết cơ bản về thông tin vệ tinh, anten và anten vi dải, từ đó đưa ra thiết kế phần tử anten đơn và mảng anten vi dải 16 phần tử.
96
Mảng anten vi dải này phân cực tròn, hoạt động trên 2 băng tần L và S và được ứng dụng làm các anten thông minh cho hệ thống thu tín hiệu vệ tinh quỹ đạo thấp LEO. Từ các kết quả mô phỏng và tiến hành đo kiểm trên mảng anten thực tế ta có thể đi đến các kết luận :
- Cấu trúc anten cộng hưởng tại băng tần L,S có băng thông đủ cho tín hiệu vệ
tinh và không làm ảnh hưởng hay bị ảnh hưởng bởi các băng tần được cấp phép khác.
- Thiết kế đã hạn chế tối đa các bức xạ phụ của anten
- Các kết quả đo kiểm của anten phù hợp với yêu cầu thiết kế.
Sản phầm mảng anten 16 phần tử đã được chế tạo và đo kiểm bức xạ tại phòng thí nghiệm EMLab, trường Đại học Bách Khoa Hà Nội.
Trong tương lai, sản phẩm mảng anten 16 phần tử sẽ tiếp tục được phát triển, từ đó ứng dụng chế tạo 12 mảng 16 phần tử để lắp đặt vào trạm thu thực tế.
97
TÀI LIỆU THAM KHẢO
1. Phan Anh (2007), Lý thuyết và kỹ thuật anten, NXB Khoa học kỹ thuật, Hà Nội.
2. C. A. Balanis (2012), Antenna theory: analysis and design: John Wiley & Sons.
3. D. M. Pozar (1992), "Microstrip Antennas," Proceedings of the IEEE,
vol. 80, pp. 79-91.
4. Học viện Bưu chính viễn thông (2007), Giáo trình thông tin vệ tinh, Hà Nội.
5. A. S. Mohra and M. A. Alkanhal (2008), "Dual band Wilkinson power dividers using T-sections," Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, vol. 7, pp. 83-90.
6. K. Moradi and S. Nikmehr (2012), "A dual-band dual-polarized microstrip array antenna for base stations," Progress In Electromagnetics Research, vol. 123, pp. 527-541.
7. T. Young (1802), "The Bakerian lecture: On the theory of light and colours," Philosophical transactions of the Royal Society of London, pp. 12-48.
8. Sturza, M.A. (1996), "LEOs-the communications satellites of the 21st century," in Northcon/96 , vol., no., pp.114-118