Đang tải... (xem toàn văn)
Bằng cách sử dụng các biến đổi toán học hợp lý, kỹ thuật điều chế độ rộng xung véc-tơ không gian cho bộ B4 khi áp trên tụ DC không cân bằng có thể được giải quyết dựa trên các véc-tơ[r]
(1)GIẢI THUẬT ĐIỀU CHẾ VÉC-TƠ KHÔNG GIAN CẢI TIẾN CHO BỘ NGHỊCH LƯU BA PHA BỐN KHÓA
TRONG ĐIỀU KIỆN ÁP TỤ KHÂU DC KHÔNG CÂN BẰNG
SPACE VECTOR PWM ALGORITHM FOR FOUR- SWITCH THREE-PHASE INVERTERS (B4) UNDER IMBALANCE DC-LINK VOLTAGE
Phan Quốc Dũng, Lê Đình Khoa, Lê Minh Phương, Huỳnh Tấn Thành Trường Đại Học Bách Khoa - ĐHQG Tp HCM
TÓM TẮT
Bài báo đưa thuật toán điều chế độ rộng xung véc-tơ không gian (ĐCVTKG) cho nghịch lưu áp ba pha bốn khóa (B4) áp tụ DC không cân Bằng cách sử dụng biến đổi toán học hợp lý, kỹ thuật điều chế độ rộng xung véc-tơ không gian cho B4 áp tụ DC khơng cân giải dựa véc-tơ kỹ thuật điều chế tương tự bộ nghịch lưu áp ba pha sáu khóa (B6) Cách tiếp cận tạo hướng để giải những vấn đề cho B4 điều kiện áp tụ DC khơng cân bằng, ví dụ đảm bảo điện áp yêu cầu cho vùng điều chế tuyến tính, điều chế chế độ mở rộng đến phương pháp six-step Matlab/Simulink dùng để mơ thuật tốn điều chế độ rộng xung véc-tơ khơng gian cho vùng tuyến tính, vùng q điều chế chế độ Giải thuật điều chế độ rộng xung véc-tơ không gian đề xuất kiểm chứng thực nghiệm DSP TMS320LF2407A (Texas Instruments) hệ truyền động động không đồng ba pha theo giải thuật điều khiển V/F
ABSTRACT
This paper presents a new space vector PWM algorithm for four- switch three-phase inverters (B4) under imbalance DC-link voltage By using reasonable mathematical transform, Space Vector PWM technique for B4 under imbalance DC-link voltage or ripples have been solved, which is based on the establishment of basic space vectors and modulation technique in similarity with six-switch three-phase inverters This approach has a very important sense to solve problems of B4 under imbalance DC-link voltage , for example ensuring the required referenced voltage for undermodulation mode and overmodulation mode 1, to six-step mode Matlab/ Simulink is used for the simulation of the proposed SVPWM algorithm This SVPWM approach is also experimented in DSP TMS320LF2407A Texas Instruments and in induction motor drive.
I GIỚI THIỆU
Ngày nay, số nghiên cứu tập trung vào phát triển biến đổi công suất nhằm giảm tổn hao chi phí để điều khiển động khơng đồng Trong số nghịch lưu ba pha bốn khóa (B4) thay nghịch lưu ba pha sáu khóa (B6) dùng cho hệ truyền động động không đồng cơng suất nhỏ [1-5]
Bộ B4 có ưu điểm so với B6 phạm vi công suất nhỏ [4] số khóa cơng suất giảm 1/3, mạch lái linh kiện giảm 1/3 Điện áp trung tính tâm nguồn(common-mode) B4 2/3 B6
(2)tượng áp tụ DC cân nguyên nhân : áp nguồn AC đầu vào khơng cân, q trình chỉnh lưu dùng diode, luân chuyển dòng pha tải qua nhánh nối vào tụ Điều dẫn đến việc tổng hợp điện áp ngõ nghịch lưu theo véc-tơ điện áp yêu cầu dựa sở véctơ truyền thống trở nên khó khăn Do đó, vấn đề đặt việc tổng hợp điện áp ngõ cấp cho tải theo phương pháp điều rộng xung VTKG thực điều kiện nguồn tụ DC cân bằng, điều có vai trị quan trọng việc đánh giá chất lượng nghịch lưu áp
Có hai hướng để giải vấn đề trên: thứ tăng điện dung tụ, nhiên, cách làm tăng chi phí kích thước nghịch lưu Hướng thứ hai có hiệu kinh tế dùng phương pháp ĐCVTKG thời gian thực (còn gọi điều chế VTKG thích nghi), tín hiệu điều khiển đóng cắt trường hợp áp tụ DC không cân tính tốn trực tiếp từ véc-tơ B4 điện áp thực tế hai tụ DC
Các nghiên cứu ĐCVTKG điều kiện áp tụ DC không cân đề xuất [3,4] cho vùng điều chế chưa giải
Gần báo [5], liên hệ kỹ thuật ĐCVTKG cho B4 B6 thiết lập cách sử dụng “nguyên lý tương tự” đưa giải pháp cho kỹ thuật điều chế độ rộng xung vùng điều chế tuyến tính điều chế Tuy nhiên, giải thuật áp dụng với điều kiện áp tụ DC giả thiết cân
Nội dung báo nhằm đưa kỹ thuật ĐCVTKG cho nghịch lưu B4 điều kiện nguồn áp tụ DC không cân Bài báo đưa cách nhìn cho kỹ thuật điều chế véc-tơ không gian B4 giống B6 Phương pháp chưa đề cập báo trước
II PHÂN TÍCH VÉC-TƠ KHƠNG GIAN ĐIỆN ÁP VÀ TỪ THƠNG STATOR
Dựa vào hình 1, điện áp đầu nghịch lưu phụ thuộc vào trạng thái khoá S1, S2, S3, S4 Trong đó, “0” ứng với trạng thái kích ngắt khóa, “1” ứng với trạng thái kích đóng khóa Sử dụng ngun tắc kích đối
nghịch (một đóng, ngắt) khóa nhánh, ta có:
1 ;
1 3 2
1S S S
S (1)
Điện áp pha so với điểm (Zero) mô tả theo công thức sau:
2 3 1
0 0;V SV (S 1)V;V SV (S 1)V
Va b c (2)
dc dc dc
dc V V V V
V
V
2 ;
2
1 (3) Trong :
V1,V2 : điện áp tụ C1, C2; V1+V2=Vdc
: độ lệch điện áp tụ DC (0.5 0.5)
Sự kết hợp đóng ngắt khoá S1, S2, S3, S4 tạo véc-tơ áp nghịch lưu áp khóa bảng
Bảng Véc-tơ không gian điện áp stator hệ trục α,β
S1 S3 Vα Vβ V
0 2 /3
2
V
1
V
0 ( )/3 V
V ( )/ 3
2 V
V
V4
1 ( )/3 V
V ( )/ 3
2 V
V V2
1 2 /3
1
V
3 V Điện áp tụ DC không cân làm cho véc-tơ dịch chuyển vùng không gian véc-tơ V1 véc-tơ V3, hai véc-tơ V1 V3 có độ lớn khơng nữa, trình bày bảng Phần đưa giải thuật điều chế VTKG cho trường hợp cân điện áp tụ DC
III XÂY DỰNG GIẢI THUẬT ĐIỀU CHẾ VÉC-TƠ KHÔNG GIAN CHO TRƯỜNG HỢP MẤT CÂN BẰNG ĐIỆN ÁP TỤ DC
Dựa vào ý tưởng điều chế véc-tơ khơng gian nghịch lưu khố, từ giản đồ véc-tơ cho trường hợp B4, ta thực chuyển đổi dạng giản đồ véc-tơ cho B6
(3)1 ' ' ' ' ' ' ; ; ; ; v b v c v v c v d v v e v v d v c v v c v b v v a
v
(4)
Ta khảo sát hai trường hợp:
Khi V1 < V2 (Hình 2)
Các hệ số cho công thức sau:
dc dc V V d V V c e c a b V V a 2 ; ; ; (5)
Khi V1 > V2 (Hình 3)
Các hệ số cho công thức:
1 2 ; . ; ; 1 V V e e c d V V c V V b a dc dc (6) α β ' 2 V 1 V ' 5 V ' 4 V ' 3 V ' 6 V ' 1 V 4 V 2 V 3
V Vref
Hình Véc-tơ khơng gian B4 V1<V2
α β ' 2 V 1 V ' 5 V ' 4 V ' 3 V ' 6 V ' 1 V 4 V 2 V 3 V Vref
Hình Véc-tơ khơng gian B4 V1>V2
Với cách chuyển đổi sang hệ véc-tơ hiệu dụng, ta sử dụng lại cơng thức tính toán nghịch lưu khoá Đây thuận lợi cho trình điều chế VTKG
Để tạo véc-tơ không hiệu dụng B4
V, ta sử dụng véc-tơ V1 V3 khoảng thời gian t1 t3:
3 1
0.t V.t V .t
V z
(7) cho thoả mãn hai điều kiện :
z t t t at et 3
1 0;
(8)
A. Vùng điều chế tuyến tính: (0 < M < Mmax_tuyến tính)
Chế độ điều chế tuyến tính thực điện áp yêu cầu xoay đường tròn nội tiếp hình lục giác Xét vùng I, ta có cơng thức tính tốn thời gian trì véc-tơ nửa khoảng thời gian lấy mẫu Ts/2
y t x t s T z t s T M k y t s T M k x t / ); sin( ); / sin( (9)
Với: M số điều chế ; k hệ số hiệu chỉnh, k=1/c
Tính tốn tương tự cho vùng cịn lại, ta có thời gian trì véc-tơ để tạo điện áp theo yêu cầu bảng cách tạo xung hình
Vùng I, II, III Vùng IV, V, VI
Hình Giản đồ xung điều khiển khóa Bảng Thời gian trì véc-tơ vùng
Vùng I y x s z s v y s v x t t T t T M k t t T M k t t / ) sin( ) / sin( ' '
1 1 ; t
a e t t c b t a t e a a
t x y z
3
1 2 3
1 at bt t ;t ct ;t t
(4)Vùng II
1 1 ; t
a e t t d c t c b t e a a
t x y z
3
1
1 bt t ;t c(t t );t dt t
tv x v x y v y
Vùng III
1 1 ; t
a e t t e t d c t e a a
t x y z
3
1 2 3
1 t ;t ct ;t dt et t
tv v x v x y
Vùng IV
1 1 ; t
a e t t c d t e t e a a
t x y z
y v y x v
v t t et dt t t ct
t
4
1 1; 3;
Vùng V
1 1 ; t
a e t t c b t d c t e a a
t x y z
) ( ; ;
1 y v x v x y
v bt t t dt t t c t t
t
Vùng VI
1 1 ; t
a e t t a t c b t e a a
t x y z
x v v y x
v bt at t t t t ct
t
4
1 1; 3;
B. Quá điều chế chế độ 1(Mmax_tuyến tính ≤ M ≤ Mmax_chế độ 1)
Tương tự nghịch lưu B6, chế độ bắt đầu véctơ điện áp u cầu vượt ngồi đường trịn nội tiếp đạt đến cạnh hình lục giác
Khi véc-tơ điện áp trượt cạnh hình lục giác (tương ứng với số điều chế lớn chế độ 1), cơng thức tính thời gian trì véc-tơ cho bởi: ; ; sin cos sin cos
3
s x z
y s
x t t
T t T t (10) Khi véc-tơ điện áp trượt đường tròn nội tiếp lục giác ( tương ứng với số điều chế thấp chế độ 1), cơng thức tính thời gian trì véc-tơ tương tự vùng điều chế tuyến tính Khi số điều chế nằm số điều chế nhỏ số điều chế lớn nhất, ta sử
dụng phương pháp xấp xỉ tuyến tính để xác định tx, ty Cách tạo tính tốn thời gian trì véc-tơ khơng tương tự phần điều chế tuyến tính
C. Quá điều chế chế độ 2(Mmax_chế độ 1≤ M ≤Mmax_chế độ 2)
Quá điều chế chế độ bắt đầu véc-tơ điện áp yêu cầu tăng chế độ six-step Khi véc-tơ điện áp trượt chu vi hình lục giác (tương ứng với số điều chế nhỏ chế độ 2), cơng thức tính tx, ty, tz tương tự chế độ Khi véc-tơ điện áp đạt chế độ six-step, ta có cơng thức :
, 0, 0, /
0, , 0, / /
s
x y z
s
x y z
T
t t t
T
t t t
(11)
Khi số điều chế nằm hai giá trị lớn nhỏ nhất, ta sử dụng phương pháp xấp xỉ tuyến tính để xác định tx, ty
IV KHẢO SÁT SỰ PHỤ THUỘC CỦA CHỈ SỐ ĐIỀU CHẾ M VÀO ĐỘ SAI LỆCH
ĐIỆN ÁP
Khi có sai lệch điện áp tụ DC, bán kính hình trịn nội tiếp, chu vi hình lục giác bán kính đường trịn ngoại tiếp hình lục giác giảm theo Kết hợp với cơng thức tính số điều chế M chưa có lệch điện áp, ta có cơng thức liên hệ:
1 2
'
M
M >
2 1
'
M
M <
Dưói bảng giá trị số điều chế lớn tương ứng với giá trị Bảng Giá trị tối đa tỷ số điều biên theo
Giá trị M lớn vùng điều chế
Tuyến tính Chế độ Chế độ 0.9070 0.9520
(5)Như vậy, tương ứng với giá trị độ lệch điện áp, số điều chế cho chế độ có giới hạn khác Khi độ lệch điện áp lớn, số điều chế lớn giảm theo
V KẾT QUẢ MÔ PHỎNG
Sử dụng Matlab/Simulink mô nghịch lưu B4 trường hợp cân điện áp tụ DC Các thông số mô phỏng: Vdc = 300V, f=50Hz, tần số đóng cắt khóa fsw= 4.8kHz, tải R=20Ω, L=40mH
Trường hợp 1: Trong vùng điều chế tuyến tính,
=0.05; M = 0.7
Hình Giản đồ dịng pha tải - giải thuật truyền thống
Hình Giản đồ dòng pha tải theo giải thuật đề xuất
Nhận xét thấy xuất thành phần DC cân dòng điện xoay chiều ba pha tải (H.5) Với giải thuật đề xuất, cân dòng tải cải thiện (H.6)
Trường hợp 2: Cho vùng điều chếchế độ M=0.85, =0.05
Hình Giản đồ dịng pha tải - giải thuật truyền thống
Hình Giản đồ dòng pha tải - giải thuật đề xuất
Các giản đồ mô thu minh chứng cho tính xác thực giải thuật điều chế VTKG cải tiến (H7-8)
VI KẾT QUẢ THỰC NGHIỆM
Tính khả thi phương pháp ĐCVTKG đề xuất kiểm chứng thực nghiệm Kỹ thuật ĐCVTKG đề xuất lập trình Card DSP TMS320LF2407A xuất xung điều
khiển B4 (4 IGBT FGPF120N40TU 1200V, 40A, mạch lái HCPL-3120) pha ngõ B4 nối vào động không đồng ba pha với thông số sau: f=50Hz, 380V, đấu Y, 1/2 HP, cos=0.81, 1420 rpm Tần số đóng cắt IGBT kHz Điện áp DC hai tụ 80V-100V Thông số hai nhánh tụ 1550uF, 2800uF, ε = 0.05 Hài điện áp 50Hz Hình biểu diễn đáp ứng vận tốc động điều khiển theo phương pháp V/F vòng hở Động cấp nguồn từ biến tần B4 với giải thuật điều chế VTKG cải tiến Hình 10 biểu diễn dòng ba pha cân động Quan sát phổ điện áp dây với M=0.85 (H.11,13,14)(Oscillo Tektronix) hài ba áp dây cân Kết thực nghiệm cho thấy với giải thuật điều chế VTKG cải tiến kết dòng, áp tải động cân điện áp hai tụ DC cân
Hình Giản đồ đáp ứng tốc độ động
Hình 10 Giản đồ dòng ba pha
KẾT LUẬN
(6)Hình 11 Phổ áp dây cấp cho stator Vac Hình 12 Điện áp tụ V2 điện áp hai tụ Vdc
Hình 13 Phổ điện áp dây Vbc Hình 14 Phổ điện áp dây Vab
TÀI LIỆU THAM KHẢO
1 H W van der Broeck and J D vanWyk; A comparative investigation of a three-phase induction machine drive with a component minimized voltage-fed inverter under different control options,” IEEE Trans Ind.Appl., vol IA-20, no 2, pp 309–320, Mar./Apr 1984
2 M B R Correa, C B Jacobina, E R C Da Silva and A M N Lima; A General PWM Strategy for Four-Switch Three-Phase Inverters; IEEE Trans on P.E., Vol 21, No 6, Nov 2006, pp 1618-1627
3 G.I Peters, G.A.Covic and J.T.Boys; Eliminating output distortion in four-switch inverters with three-phase loads; IEE Proc.Electr.Power Appl vol.IA-34, pp.326-332,1998
4 F Blaabjerg, Dorin O Neacsu, John K Pedersen; Adaptive SVM to Compensate DC-Link Voltage Ripple for Four-Switch Three- Phase VSI; IEEE Trans on P.E., Vol 14, No 4, Jul 1999, pp743-752
5 P.Q Dzung, L.M Phuong, P.Q Vinh, N.M Hoang,T.C Binh; New Space Vector Control Approach for Four Switch Three Phase Inverter (FSTPI); IEEE PEDS 2007, Bangkok, Thailand, Nov 2007
Địa liên hệ: Phan Quốc Dũng - Tel: 0903.657.486, email: pqdung@hcmut.edu.vn Lê Minh Phương - Tel: 0988.572.177, email: lmphuong@hcmut.edu.vn Lê Đình Khoa - Tel: 0918.350.527, email: ledinhkhoa@hcmut.edu.vn Bộ môn Cung cấp điện, Khoa Điện Điện tử