Luận văn thạc sĩ Kỹ thuật điện tử: Đánh giá độ lợi phân tập của hệ thống VOFDM đơn Anten

Ta thấy trong một số điều kiện cụ thể, có thể tăng dung lượng đáng kể cho hệ thống VOFDM bằng cách làm thích nghi tốc độ dữ liệu trên mỗi sóng mang tùy theo tỷ số tín hiệu trên tạp âm SN

GIỚI THIỆU TỔNG QUAN VỀ VOFDM

Giới thiệu chương

Chương này sẽ giới thiệu về các khái niệm, nguyên lý cũng như thuật toán của VOFDM Các nguyên lý cơ bản của VOFDM, mô tả toán học, kỹ thuật đơn sóng mang, đa sóng mang và các kỹ thuật điều chế trong VOFDM Bên cạnh đó các ứng dụng và ưu nhược điểm của hệ thống VOFDM cũng được đưa ra ở đây.

Các nguyên lý cơ bản của VOFDM

Nguyên lý cơ bản của VOFDM cũng tương tự như OFDM là chia một luồng dữ liệu tốc độ cao thành các luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn và phát đồng thời trên một số các sóng mang con trực giao Vì khoảng thời gian symbol tăng lên cho các sóng mang con song song tốc độ thấp hơn, cho nên lượng nhiễu gây ra do độ trải trễ đa đường được giảm xuống Nhiễu xuyên ký tự ISI được hạn chế hầu như hoàn toàn do việc đưa vào một khoảng thời gian bảo vệ trong mỗi symbol VOFDM Trong khoảng thời gian bảo vệ, mỗi symbol VOFDM được bảo vệ theo chu kỳ để tránh nhiễu giữa các sóng mang ISI

So với kỹ thuật điều chế đa sóng mang không chồng phổ, kỹ thuật điều chế đa sóng mang chồng phổ có thể tiết kiệm đáng kể băng thông (khoảng 50%) Tuy nhiên, để áp dụng kỹ thuật đa sóng mang chồng phổ, cần đảm bảo các sóng mang trực giao với nhau để triệt tiêu nhiễu xuyên.

Trong VOFDM, dữ liệu trên mỗi sóng mang chồng lên dữ liệu trên các sóng mang lân cận Sự chồng chập này là nguyên nhân làm tăng hiệu quả sử dụng phổ trong VOFDM Ta thấy trong một số điều kiện cụ thể, có thể tăng dung lượng đáng kể cho hệ thống VOFDM bằng cách làm thích nghi tốc độ dữ liệu trên mỗi sóng mang tùy theo tỷ số tín hiệu trên tạp âm SNR của sóng mang đó

Luận văn Thạc sĩ Chương 1: Tổng quan về VOFDM

Hình 1.1 So sánh kỹ thuật sóng manh không chồng xung (a) và kỹ thuật sóng mang chồng xung (b) Về bản chất, VOFDM là một trường hợp đặc biệt của phương thức phát đa sóng mang theo nguyên lý chia dòng dữ liệu tốc độ cao thành tốc độ thấp hơn và phát đồng thời trên một số sóng mang được phân bố một cách trực giao Nhờ thực hiện biến đổi chuỗi dữ liệu từ nối tiếp sang song song nên thời gian symbol tăng lên Do đó, sự phân tán theo thời gian gây ra bởi trải trễ do truyền dẫn đa đường (multipath) giảm xuống

Hình 1.2 Sơ đồ khối Vector OFDM

AWGN Điều chế tín hiệu

FFT L-points Giải điều chế Ước lượng Dữ liệu vào

Đầu tiên, luồng dữ liệu tốc độ cao được điều chế thành sóng mang, thường sử dụng phương pháp điều chế M-QAM Dữ liệu đã điều chế được chuyển từ dạng nối tiếp thành song song thành một ma trận có số hàng bằng số ký tự OFDM và N cột tương ứng với N sóng mang con.

Lúc này dữ liệu đi đến khối Blocking ta lại chuyển đổi thêm một lần nữa: mỗi hàng bao gồm N ký tự bao gồm { ; ; … ; } thành một ma trận × (M hàng và L cột) Sau đó tiến hành IFFT mỗi hàng cho L ký tự, chuyển đổi từ miền thời gian sang miền tần số, rồi chèn P ký tự bảo vệ vào để loại nhiễu ISI do truyền trên các kênh truyền vô tuyến đa đường Sau đó thì chuyển đổi từ song song thành nối tiếp Bộ lọc phía phát định dạng tín hiệu thời gian liên tục sẽ chuyển đổi lên tần số cao để truyền trên các kênh, rồi cho qua kênh truyền, kênh truyền có các nguồn nhiễu ảnh hưởng như nhiễu AWGN… Ở phía thu, tín hiệu được chuyển xuống tần số thấp và tín hiệu rời rạc đạt được tại bộ lọc thu Tín hiệu nhận được lúc này sẽ được loại bỏ dải bảo vệ, sau đó FFT mỗi hàng L ký tực để biến đổi từ miền tần số sang miền thời gian Sau đó Blocking ngược lại, rồi giải điều chế số để thu lại dòng dữ liệu nối tiếp ban đầu Điểm khác biệt quan trọng của Vector OFDM so với OFDM là OFDM truyền trên N sóng mang, còn Vector OFDM thì truyền trên L sóng mang con Và kênh truyền của OFDM là kênh truyền hệ số còn kênh truyền của Vector OFDM là kênh truyền ma trận Trong OFDM thì khi chèn khoảng bảo vệ sau khi IFT là G, còn trong VOFDM thì ta chèn khoảng bảo vệ là P, sao cho ≥ ( − 1) Thông thường ta chọ P=G/M

Vì thế về mặt hiệu suất băng thông thì Vector OFDM là như nhau

Vector OFDM là trường hợp tổng quát của OFDM bởi khi cho M=1 thì N=L Ta được trường hợp riêng của OFDM Còn khi cho L=1, M=N ta được trường hợp SC- FDE chỉ có một khối vector được truyền đi

Kỹ thuật điều chế đa sóng mang trực giao dựa trên nguyên tắc phân chia luồng dữ liệu có tốc độ cao R (bit/s) thành k luồng dữ liệu thành phần có tốc độ thấp R/k (bit/s), mỗi luồng dữ liệu thành phần được trải phổ với các chuỗi ngẫu nhiên PN có tốc độ Rc

Phương pháp truyền dữ liệu OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) sử dụng nhiều sóng mang trực giao để cải thiện hiệu quả sử dụng băng thông kênh truyền Bằng cách chia dữ liệu thành nhiều phần nhỏ và truyền chúng trên các sóng mang khác nhau, OFDM có thể giảm nhiễu giao thoa ký tự (ISI) nhưng tăng khả năng giao thoa giữa các sóng mang.

Đơn sóng mang (Single Carrier)

Hệ thống đơn sóng mang là một hệ thống có dữ liệu được điều chế và truyền đi chỉ trên một sóng mang

Hình 1.3 Truyền dẫn đơn sóng mang Hình trên mô tả cấu trúc chung của một hệ thống truyền dẫn đơn sóng mang Các ký tự phát đi là các xung được định dạng bằng bộ lọc ở phía phát Sau khi truyền trên kênh đa đường Ở phía thu, một bộ lọc phối hợp với kênh truyền được sử dụng nhằm cực đại tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) ở thiết bị thu nhận dữ liệu Đối với hệ thống đơn sóng mang, việc loại bỏ nhiễu giao hoa bên thu cực kỳ phức tạp Đây chính là ngyên nhân để các hệ thống đa sóng mang chiếm ưu thế hơn các hệ thống đơn sóng mang.

Đa sóng mang (Multi-Carrier)

Nếu truyền tín hiệu không phải bằng một sóng mang mà bằng nhiều sóng mang, mỗi sóng mang tải một phần dữ liệu có ích và được trải đều trên các băng thông thì khi chịu ảnh hưởng xấu của đáp tuyến kênh sẽ chỉ có một phần dữ liệu có ích bị mất, trên cơ sở dữ liệu mà các sóng mang khác mang tải có thể khôi phục dữ liệu có ích

Hình 1.4 Truyền dẫn đa sóng mang

Do vậy, khi sử dụng nhiếu sóng mang có tốc độ bit thấp, các dữ liệu gốc sẽ thu được chính xác Để khôi phục dữ liệu đã mất, người ta sử dụng phương pháp sửa lỗi tiến FEC Ở máy thu, mỗi sóng mang được tách ra khi dùng bộ lọc thông thường và giải điều chế Tuy nhiên, để không có can nhiễu giữa các sóng mang (ICI) phải có khoảng bảo vệ khi hiệu quả phổ kém

VOFDM là một kỹ thuật điều chế đa sóng mang, trong đó dữ liệu được truyền song song nhờ vô số sóng mang phụ mang các bit thông tin Bằng cách này ta có thể tận dụng băng thông tín hiệu, chống ại nhiễu giữa các ký tự… Để làm được điều này, một sóng mang phụ cần một máy phát sóng sin, một bộ điều chế và giải điều chế của riêng nó Trong trường hợp số sóng mang phụ là khá lớn, điều này là không thể chấp nhận được Nhằm giải quyết vấn đề này, khối thực hiện chức năng biến đổi IDFT/DFT được đùng để thay thế hàng loạt các bộ dao động tạo sóng sin, bộ điều chế, giải điều chế Hơn nữa, IFFT/FFT được xem là một thuật toán giúp cho việc biến đổi IDFT/DFT nhanh và gọn hơn bằng cách giảm số phép nhân phức khi thực hiện phép biến đổi IDFT/DFT và giúp tiết kiệm bộ nhớ bằng cách tính tại chỗ

Với hệ thống đa sóng mang VOFDM ta có thể biểu diễn tín hiệu ở dạng sau:

Trong đó, , : là dữ liệu đầu vào đượ điều chế trên sóng mang nhánh thứ k trong symbol VOFDM thứ l

L : chiều dài tiền tố lặp CP

Khoảng cách sóng mang nhánh là Giải pháp khắc phục hiệu quả phổ kém khi có khoảng bảo vệ (Guard Period) là giảm khoảng cách các sóng mang và cho phép phổ của các sóng mang cạnh nhau trùng lặp nhau Sự trùng lặp này được phép nếu khoảng cách giữa các sóng mang được chọn chính xác Khoảng cách này được chọn ứng với trường hợp sóng mang trực giao với nhau Đó chính là phương pháp ghép kênh theo tần số trực giao Từ giữa những năm 1980,người ta đã có những ý tưởng về phương pháp này nhưng còn hạn chế về mặt công nghệ, vì khó tạo ra các bộ điều chế đa sóng mang giá thành thấp theo

Luận văn Thạc sĩ Chương 1: Tổng quan về VOFDM biến đổi nhanh Fourier IFFT Hiện nay, nhờ ứng dụng công nghệ mạch tích hợp nên phương pháp này đã được đưa vào ứng dụng trong thực tiễn.

KÊNH TRUYỀN TRONG HỆ THỐNG VECTOR OFDM

Kênh truyền tín hiệu VOFDM là môi trường truyền sóng giữa máy phát và máy thu Trong kênh truyền vô tuyến lý tưởng, tín hiệu nhận được bên thu được truyền theo tầm nhìn thẳng Tuy nhiên trong tực tế, kênh truyền tín hiệu vô tuyến bị thay đổi bởi những hiệu ứng như suy hao đường truyền, fading phẳng, fading chọn lọc tần số, hiệu ứng Doppler… Một đặc điểm Vector OFDM so với OFDM là làm giảm ảnh hưởng của sự dịch tần và hiệu ứng Doppler.

Đặc tính kênh truyền vô tuyến trong hệ thống VOFDM

Suy giảm tín hiệu là sự suy hao công suất tín hiệu khi truyền từ điểm này đến điểm khác Nguyên nhân có thể do đường truyền dài, nhà cao tầng hoặc hiệu ứng đa đường Hình 2.1 minh họa một số nguyên nhân gây suy giảm tín hiệu Bất kỳ vật cản nào trên đường truyền đều có thể gây ra tình trạng này.

Hình 2.1 Ảnh hưởng của môi trường vô tuyến

Luận văn Thạc sĩ Chương 2: Kênh truyền trong hệ thống VOFDM

Trong đường truyền vô tuyến, tín hiệu RF từ máy phát có thể bị phản xạ từ các vật cản như đồi, nhà cửa, xe cộ… sinh ra nhiều đường tín hiệu dến máy thu (hiệu ứng đa đường) dẫn đến lệch pha giữa các tin hiệu đến máy thu làm cho biên độ tín hiệu bị suy giảm Hình 2.2 chỉ ra một số trường hợp mà tín hiệu đa đường có thể xảy ra

Hình 2.2 Tín hiệu đa đường

Mối quan hệ về pha giữa các tín hiệu phản xạ có thể là nguyên nhân gây ra nhiễu có cấu trúc hay không có cấu trúc Điều này được tính trên các khoảng cách rất ngắn (thông thường là một nửa khoảng cách sóng mang), vì vậy ở đây gọi là fading nhanh

Mức thay đổi của tín hiệu có thể thay đổi rong khoảng từ 10-30dB trên một khoảng cách ngắn Hình 2.3 mô tả các mức suy giảm khác nhau có thể xảy ra do fading

Hình 2.3 Fading Rayleigh khi thiết bị di động di chuyển (ở tần số 900 MHz) Phân bố Rayleigh được sử dụng để mô tả thời gian thống kê của công suất tín hiệu thu Nó mô tả xác suất của mức tín hiệu thu được do fading Bảng 2.1 chỉ ra xác suất của mức tín hiệu đối với phân bố Rayleigh

Bảng 2.1 Sự phân bố tích lũy đối với phân bố Rayleigh

Xác suất của mức tín hiệu nhỏ hơn giá trị cho phép (%)

 Fading lựa chọn tần số:

Trong bất kỳ đường truyền vô tuyến nào, đáp ứng phổ không bằng phẳng do có sóng phản xạ đến đầu vào máy thu Sự phản xạ có thể dẫn đến tín hiệu đa đường của công suất tín hiệu tương tự như tín hiệu trực tiếp gây suy giảm công suất tín hiệu thu

Để ngăn chặn mất toàn bộ tín hiệu trên đường truyền băng hẹp do không đáp ứng tần số xảy ra trên kênh truyền, bài nghiên cứu này đã đề cập đến hai giải pháp:

- Truyền tín hiệu băng rộng hoặc sử dụng phương pháp trải phổ như CDMA nhằm giảm bớt suy hao

- Phân toàn bộ băng tần thành nhiều kênh hẹp, mỗi kênh có một sóng mang, mỗi sóng mang này trực giao với các sóng mang khác (tín hiệu VOFDM) Tín hiệu ban đầu được trải trên băng thông rộng, không có phổ xảy ra tại tất cả tần số sóng mang Kết quả là chỉ có một vài tần số sóng mang bị mất Thông tin trong các sóng mang bị mất có thể khôi phục bằng cách sử dụng các kỹ thuật sửa lỗi thuận FEC

Tín hiệu vô tuyến thu được từ máy phát bao gồm tín hiệu trực tiếp và tín hiệu phản xạ từ các vật cản như các tòa nhà, đồi núi… Tín hiệu phản xạ đến máy thu chậm hơn so với tín hiệu trực tiếp do chiều dài truyền lớn hơn Trải trễ là thời gian trễ giữa tín hiệu đi thẳng và tín hiệu phản xạ cuối cùng đến đầu vào máy thu

Trong hệ thống số, trả trễ có thể dẫn đến nhiễu liên ký tự ISI Điều này do tín hiệu đa đường bị trễ chồng lấn với tín hiệu theo sau, và nó có thể gây ra lỗi nghiêm trọng ở các hệ thống tốc độ bit cao, đặc biệt là khi sử dụng ghép kenh phân chia theo thời gian TDMA

Hình 2.4 Trải trễ đa đường

Hình 2.4 biểu thị ảnh hưởng của độ trễ gây nhiễu liên ký tự Tốc độ truyền bit tăng dẫn tới lượng nhiễu ISI cũng tăng đáng kể Ảnh hưởng này rõ nét nhất khi độ trễ lớn hơn khoảng 50% chu kỳ bit.

Bảng 2.2 đưa ra các giá trị trải trễ thông dụng đối với các môi trường khác nhau

Trải trễ lớn nhất ở môi trường bên ngoài xấp xỉ là 20 , do đó nhiễu liên ký tự có thể xảy ra đáng kể ở tốc độ thấp nhất là 25Kbps

Bảng 2.2 Các giá trị trải trễ thông dụng Môi trường Trải trễ Chênh lệch quãng đường đi lớn nhất của tín hiệu

Nhiễu ISI có thể được tối thiếu hóa bằng nhiều cách:

 Giảm tốc độ ký tự bằng cách giảm tốc độ dữ liệu cho mỗi kênh (như chia băng thông ra nhiều băng con nhỏ hơn sử dụng FDM hay OFDM)

 Sử dụng kỹ thuật mã hóa để giảm nhiễu ISI như trong CDMA

Khi nguồn tín hiệu và bên thu chuyển động tương đối với nhau, tần số tín hiệu thu không giống bên phía phát Khi chúng di chuyển cùng chiều (hướng về nhau) thì tần số nhận được lớn hơn tầ só tín hiệu phát, và ngược lại khi chúng di chuyển ra xa nhau thì tần số tín hiệu thu được là giảm xuống Đây gọi là hiệu ứng Doppler

Khoảng tần số thay đổi do hiệu ứng Doppler tùy thuộc và mối quan hệ chuyển động giữa nguồn phát và nguồn thu và cả tốc độ truyền sóng Độ dịch Doppler có thể được tính theo công thức:

Trong đó: ∆ : là khoảng thay đổi tần số của tần số tín hiệu tại máy thu

: là tốc độ thay đổi khác nhau giữa tần số tín hiệu và máy phát

: là tần số tín hiệu, là tốc độ ánh sáng

Dịch Doppler lại là một vấn đề nan giải nếu như kỹ thuật truyền sóng lại nhiễu với dịch tần số sóng mang (như OFDM chẳng hạn) hoặc là tốc độ tương đối giữa thu và

Khoảng bảo vệ

Thành phần ISI của việc truyền tín hiệu VOFDM có thể bị sai do điều kiện của quá trình xử lý tín hiệu, bởi vì máy thu không thu nhận được thông tin của symbol được truyền tiếp theo Điều này có nghĩa là máy thu cần một khoảng thời gian có độ dài xác định bằng thời gian symbol có ích để có thể xác định được symbol VOFDM Khoảng thời gian này gọi là Orthogonality Interval

Một trong những lý do quan trọng nhất để sử dụng kỹ thuật VOFDM là kỹ thuật này có khả năng giải quyết một cách hiệu quả vấn đè trải trễ đa đường (multipath delay spread) Bằng cách chia luồng dữ liệu thành lần Để loại bỏ ISI một cách gần như triệt để, khoảng thời gian bảo vệ được thêm vào cho mỗi symbol VOFDM

Khoảng thời gian bảo vệ được thiết lập dài hơn thời gian trễ để loại trừ nhiễu từ các thành phần trễ cho ký hiệu trước ảnh hưởng đến ký hiệu tiếp theo Khoảng thời gian bảo vệ có thể không chứa tín hiệu, tuy nhiên nếu có thì sẽ là nhiễu giữa các sóng mang phụ, làm mất tính trực giao giữa chúng.

Nhiễu lựa chọn tần số cũng là một vấn đề gây ảnh hưởng lớn đến chất lượng truyền thông tín hiệu Tuy nhiên, VOFDM cũng mềm dẻo hơn CDMA khi giải quyết vấn đề này VOFDM có thể khôi phục lại kênh truyền thông qua tín hiệu dẫn đường (Pilot) được truyền đi cùng với dòng tín hiệu thông tin Ngoài ra, đối với các kênh phụ suy giảm nghiêm trọng về tần số thì VOFDM còn có một lựa chọn nữa để giảm tỷ lệ lỗi bit là giảm bớt số bit mã hóa cho một tín hiệu điều chế tại kênh tần số nào đó Để có thể giảm bớt sự phức tạp của vấn đề đồng bộ trong hệ thống VOFDM sử dụng khoảng bảo vệ (P) Sử dụng chuỗi bảo vệ P, cho phép VOFDM có thể điều chỉnh tần số thích hợp mặc dù việc thêm GI cũng đồng nghĩa với việc làm giảm hiệu quả sử dụng tần số Ngoài ra, VOFDM chịu ảnh hưởng của nhiễu xung Tức là một xung tín hiệu nhiễu có thể tác động xấu đến một chùm tín hiệu thay vì một số ký tự như rong CDMA và điều này làm tăng tỷ lệ lỗi bit của OFDM so với CDMA

Hình 2.7 VOFDM có khoảng bảo vệ và không có khoảng bảo vệ

Có thể giảm ảnh hưởng ISI tới VOFDM bằng cách thêm vào khoảng bảo vệ ở trước của mỗi symbol Khoảng bảo vệ này là bản sao tuần hoàn theo chu kỳ, làm mở rộng chiều dài của dạng sóng symbol Symbol của VOFDM chưa có bổ sung khoảng bảo vệ, có chiều dài bằng kích thước IFFT (được sử dụng tạo tín hiệu) có một số nguyên lần các chu kỳ Việc đưa vào các bản sao của symbol nối đuôi nhau tạo thành một tín hiệu liên tục, không có sự gián đoạn ở chỗ nối Như vậy việc sao chép đầu cuối của symbol và đặt nó để đầu vào tạo ra một khoảng thời gian dài hơn

Trong Vector OFDM thì ta lấy khoảng bảo vệ G chia cho M hàng để được P ký tự và thêm P ký tự bảo vệ nà vào mỗi hàng của Vector OFDM Hay nói cách khác P ký tự này là khoảng bảo vệ con trong Vector OFDM.

ƯỚC LƯỢNG VÀ CÂN BẰNG

Chương trình này giới thiệu các kỹ thuật ước lượng kênh truyền và các phương pháp nội suy trong VOFDM Về kỹ thuật ước lượng, tác giả sẽ nghiên cứu cách chọn lựa pilot thông tin sẽ được truyền Ký tự pilot cùng với ký tự dữ liệu có thể được truyền trong nhiều cách khác nhau và mỗi cách sẽ cho một hiệu quả khác nhau Vấn đề còn lại là thiết kế bộ lọc nội suy với hai yêu cầu đi kèm là phải có độ phức tạp thấp và hiệu suất tốt.

Tổng quan một hệ thống VOFDM được trình bày ở Hình 3.1 Nguồn tín hiệu là một luồng bit được điều chế ở băng tần cơ sở thông qua các phương pháp điều chế như QPSK, M_ary-QAM Tín hiệu dẫn đường (Pilot symbols) được chèn vào nguồn tín hiệu, sau đó được điều chế thành tín hiệu VOFDM thông qua bộ biến đổi IFFT và chèn chuỗi bảo vệ Luồng tín hiệu số được chuyển thành luồng tín hiệu tương tự qua bộ chuyển đổi số/ tương tự trước khi truyền trên kênh truyền vô tuyến qua anten phát

Tín hiệu truyền qua kênh vô tuyến bị ảnh hưởng bởi nhiễu fading và nhiễu trắng AWGN

Tín hiệu dẫn đường pilot là mẫu tín hiệu được biết trước cả ở phía phát và phía thu, và được phát cùng với nguồn tín hiệu có ích với nhiều mục đích khác nhau như việc khôi phục kênh truyền và đồng bộ hệ thống

Máy thu thực hiện các chức năng ngược lại như đã thực hiện ở máy phát Tuy nhiên để khôi phục được tín hiệu phát thì hàm truyền kênh vô tuyến cũng phải được khôi phục Việc thực hiện khôi phục hàm truyền kênh vô tuyến được thực hiện thông qua pilot nhận được ở phía thu Tín hiệu nhận được sau khi giải điều chế VOFDM được chia làm hai luồng tín hiệu Luồng tín hiệu thứ nhất là tín hiệu có ích được đưa đến bộ cân bằng kênh Luồng tín hiệu thứ hai là pilot được đưa vào bộ khôi phục kênh truyền Kênh truyền sau khi được khôi phục cũng sẽ được đưa vào bộ cân bằng kênh để khôi phục lại tín hiệu ban đầu

Luận văn Thạc sĩ Chương 3: Ước lượng và cân bằng kênh truyền

Hình 3.1 Tổng quan hệ thống V-OFDM Trong phần tiếp theo sẽ trình bày nguyên lý của việc thực hiện khôi phục kênh truyền thông qua mẫu tín hiệu dẫn đường.

Điều chế ký tự pilot thêm vào (Pilot Symbol Asissted Modulation)

Ước lượng kênh truyền thông thường cần một số loại pilot thông tin như một điểm tham khảo Ước lượng kênh truyền thường đạt được bằng cách ghép những ký tự đã biết, được gọi là ký tự pilot vào trong chuỗi dữ liệu, và kỹ thuật này được gọi là điều chế thêm vào ký tự pilot (Pilot Symbol Assissted Modulation – PSAM) Phương pháp này tiến hành chèn những phần đã biết vào luồng ký tự thông tin có ích với mục đích thăm dò kênh truyền Những ký tự pilot này cho phép bộ thu rút ra được suy hao của kênh truyền và độ xoay pha để ước lượng cho mỗi ký tự thu được, giúp cho việc bù fading đường bao và pha

Kênh truyền fading đòi hỏi phải liên tục bám theo kênh truyền Do đó, pilot thông tin phải được truyền liên tục ít nhiều Pilot thông tin được truyền có thể ở dạng pilot rời rạc, phân tán hoặc cả hai Nói chung, kênh truyền fading có thể được coi là tín hiệu 2 chiều theo thời gian và tần số.

AWGN Điều chế tín hiệu

FFT L-points Giải điều chế Ước lượng Dữ liệu vào

Luận văn Thạc sĩ Chương 3: Ước lượng và cân bằng kênh truyền truyền fading này được lấy mẫu tại những vị trí có pilot và suy hao kênh truyền ở những vị trí nằm giữa những pilot này được ước lượng bằng nội suy

Hình 3.2 Truyền pilot liên tục và phân tán ở những vị trí sóng mang biết trước

Sự sắp xếp các pilot (Pilot Arrangements)

Việc sử dụng những ký tự pilot để ước lượng kênh truyền như đã giới thiệu ở trên và trong khi sử dụng thi điều mong muốn là phải đạt được số ký tự pilot càng ít càng tốt Vấn đề phải giải quyết là phải chèn pilot ở đâu và chèn như thế nào Khoảng cách giữa các pilot phải đủ nhỏ sao cho quá trình ước lượng kênh truyền đạt được độ tin cậy

Ước lượng kênh truyền có thể thực hiện bằng cách chèn pilot theo kỳ vào tất cả sóng mang của ký tự VOFDM trong miền thời gian hoặc miền tần số, hoặc cả hai.

3.3.1 Sắp xếp Pilot dạng khối

Dạng thứ nhất được gọi là ước lượng kênh truyền theo pilot dạng khối và thường được sử dụng đối với kênh truyền fading chậm, cách sắp xếp pilot này cho kết quả tốt

Luận văn Thạc sĩ Chương 3: Ước lượng và cân bằng kênh truyền khi hàm truyền của kênh truyền không có sự thay đổi quá nhanh Nếu đáp ứng của kênh truyền biến đổi nhanh thì việc ước lượng kênh truyền sẽ không còn đúng nữa và sẽ dẫn đến giải mã sai chuỗi bit nhận được Khi đó người ta sẽ dùng một bộ cân bằng hồi tiếp quyết định để cập nhật lại các giá trị ước lượng cho mỗi sóng mang con mang dữ liệu ở giữa các ký tự pilot dạng khối

Hình 3.3 Kiểu chèn Pilot dạng khối

Tuy nhiên, nếu kênh truyền là fading nhanh thì bộ cân bằng hồi tiếp quyết định chỉ làm giảm đến mức tối thiểu sự thiếu hụt thông tin trạng thái của kênh truyền Do đó, cần phải tăng chu kỳ cập nhật của sóng mang pilot, dẫn đến làm giảm băng thông có ích hoặc phải chuyển sang dùng cách sắp xếp pilot dạng lược Trong kiểu sắp xếp pilot dạng khối, kênh truyền được ước lượng bằng kỹ thuật bình phương nhỏ nhất (LS) hoặc cực tiểu trung bình bình phương lỗi (MMSE).

3.3.2 Sắp xếp Pilot dạng lược

Hình 3.4 Kiểu chèn pilot dạng lược

Dạng thứ hai là cách sắp xếp pilot dạng lược, dạng này có thể được sử dụng để bám kênh truyền biến đổi nhanh, thậm chí trong trường hợp sự biến đổi này xảy ra bên trong một chu kỳ thời gian của một ký tự OFDM đơn Những ký tự pilot được sắp xếp tuần hoàn tại một vài vị trí sóng mang trong mỗi ký tự OFDM nên phía thu sẽ liên tục có được thông tin về trạng thái kênh truyền Tuy nhiên những thông tin về trạng thái kênh truyền có được từ những pilot này vẫn chưa hoàn chỉnh Việc ước lượng kênh truyền tại vị trí các sóng mang pilot có thể được tính toán bằng kỹ thuật LS hoặc MMSE, trong khi đó kênh tryền tại vị trí các sóng mang con mang dữ liệu được ước lượng bằng cách thực hiện nội suy từ đáp ứng giữa những sóng mang pilot Nhiều kỹ thuật nội suy có thể được sử dụng bao gồm nội suy tuyến tính, nội suy bằng đa thức nội suy spline, và nhiều kỹ thuật khác với độ chính xác và hiệu quả khác nhau Hình ảnh sắp xếp của pilot dạng khối và dạng lược được minh họa như Hình (3.3), (3.4)

Nguyên tắc chèn pilot ở miền tần số và miền thời gian

Hình 3.5 Sự sắp xếp pilot và mẫu tin có ích ở miền tần số và miền thời gian

Pilot có thể chèn cùng với mẫu tin có ích cả ở miền tần số và miền thời gian như trình bày ở hình 3.3 và hình 3.4 Tuy nhiên khoảng cách giữa hai pilot liên tiếp nhau phải tuân theo quy luật lấy mẫu cả ở miền tần số và miền thời gian Ở miền tần số, sự biến đổi của kênh truyền vô tuyến phụ thuộc vào thời gian trải trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh (maximum propagation delay)

Với ký hiệu tỷ số lấy mẫu là, khoảng cách tần số liên tiếp giữa hai sóng mang phụ là, còn khoảng cách tần số liên tiếp giữa hai pilot là, thì khoảng cách tần số liên tiếp giữa hai pilot phải thỏa mãn điều kiện:

Tỷ số lấy mẫu tói thiểu ở miền tần số phải là 1 Tỷ số này có thể lớn hơn 1, khi đó số pilot nhiều hơn cần thiết và kênh truyền được lấy mẫu vượt mức (oversampling) Trong trường hợp khoảng cách giữa hai pilot không thỏa mãn điều kiện lấy mẫu như ở phương trình (3.6), có nghĩa là < 1 thì kênh truyền không thể được khôi phục lại được hoàn toàn thông qua pilot Tương tự như ở miền tần số,

Ước lượng và cân bằng kênh truyền khoảng cách ở miền thời gian của hai pilot liên tiếp phải đáp ứng tiêu chuẩn lấy mẫu ở miền thời gian Sự biến đổi của hàm truyền vô tuyến ở miền thời gian phụ thuộc vào tần số Doppler (f) Theo tiêu chuẩn lấy mẫu ở miền tần số, khoảng cách giữa các pilot phải thỏa mãn điều kiện: f < 1/Ts.

2 , ( + )≥ 1 (3.2) Tỷ số được gọi là tỷ số lấy mẫu ở miền thời gian Trong trường hợp điều kiện ở phương trình (3.7) không thỏa mãn thì hàm truyền kênh vô tuyến cũng không thể khôi phục hoàn toàn ở máy thu

3.3.3 Ước lượng theo kiểu sắp xếp Pilot dạng khối

Kiếu sắp xếp pilot dạng khối giúp cho việc tính đáp ứng kênh truyền không phức tạp bởi vì ( ) tại mọi sóng mang con đều đã được biết Ngõ ra của bộ thu có thể được viết ở dạng ma trận như sau:

= ( / ) h: vector kênh truyền trong miền thời gian

3.3.4 Ước lượng bằng tiêu chuẩn MMSE

Phương pháp MMSE sử dụng những thông kê kênh truyền bậc hai và giả sử rằng đáp ứng kênh truyền h là Gauss và không tương quan với nhiễu w Với giả thiết này thì việc ước lượng ℎ được xây dựng từ ma trận tự tương quan và ma trận

Luận văn Thạc sĩ Chương 3: Ước lượng và cân bằng kênh truyền tương quan chéo Giả sử rằng ma trận tự tương quan của kênh truyền là và phương sai nhiễu (noise variance) đã biết Ta có:

= ( ) = + (3.6) Người ta đã tìm ra được công thức để tính ước lượng MMSE như sau:

ℎ = (3.7) Lấy biến đổi DFT để có được đáp ứng dạng tần số, ta có:

= ℎ = [ + ( ) ] (3.8) Trong đó là ước lượng bình phương cực tiểu Kỹ thuật ước lượng MMSE có hiệu quả tốt hơn so với ước lượng LS đặc biệt dưới điều kiện SNR thấp Tuy nhiên, MMSE có độ phức tạp tính toán cao hơn do yêu cầu phải lấy ma trận nghịch đảo mỗi lần X thay đổi

3.3.5 Ước lượng theo tiêu chuẩn LS

Bộ ước lượng bình phương nhỏ nhất sẽ thực hiện cực tiểu giá trị bình phương của lỗi ( − ℎ) ( − ℎ) Ước lượng LS được biểu diễn bởi:

Các phương pháp nội suy

3.4.1 Nội suy tuyến tính (Linear Interpolation) Ở phép nội suy tuyến tính, hàm truyền tại vị trí mẫu tin có ích được nội suy chỉ thông qua hai điểm kề cận của hai mẫu tin dẫn đường

Kênh truyền tại sóng mang con dữ liệu thứ k nằm giữa hai pilot kế cận < 0

Mặt khác, theo như các định nghĩa ở trên, trong trường hợp = , độ lợi mã có thể biểu diễn như sau:

⁄ = [ ( )] ⁄ (∆ ) ⁄ (4.26) chứa 2 tham số chính là ( ) và ∆ Do [ ] , = (− 2 ( +) / ) , vì vậy khi ≥ , thành phần có thể tính trực tiếp như sau:

Luận văn Thạc sĩ Chương 4: Đánh giá độ lợi phân tập

Và ta có = Khi < , ≠ Biên trên của ∆ được tính :

Khoảng cách tối thiểu ∆ giữa các điểm trong chòm sao hai chiều Φ có thể được tiếp cận thông qua các cấu trúc đại số của Φ Do đó, vì ∆ ≤ ∆, ta có thể suy ra rằng:

= (∆ ) ⁄ ≤ = , (4.29) Ở đây, chỉ khi ∆ = ∆ , chỉ có thể đạt được độ lợi mã tối đa = , Mặt khác, độ lợi mã sẽ luôn bé hơn , Theo các phân tích trên, độ lợi mã hóa đối với mỗi Vector block được xác định dựa vào các giá trị cụ thể của ∆ nếu ∆ > 0

Vẫn áp dụng các bước như trên, nếu ∆ > 0 có nghĩa là , là ma trận khả đảo và do đó , = , = ( ) Do = ta có ( ) ( ) = Nghĩa là , = và độ lợi phân tập tối đa = Tương tự, nếu , = được thiết lập, ta sẽ tiếp tục khảo sát độ lợi mã Do không phải là ma trận vuông, , không thể tính trực tiếp.Tuy nhiên, không khó để tìm ra các thành phần đường chéo của , bằng với , , Ta thấy , , ‖ ‖ = ( ) ( ) Sau đó sử dụng bất đẳng thức Hadamard, ta có , ≤

Trong đó là cột tùy ý của ma trận xác định, chẳng hạn = [1,0, … ,0]

Biên trên của độ lợi mã vẫn là , , do đó ta rút ra kết luận rằng , phải là độ lợi mã tối đa cho V-OFDM khi đạt được độ lợi phân tập tối đa Trong trường hợp 2, ta biết rằng độ lợi mã tối đa = , có thể đạt được nếu và chỉ nếu

Điều kiện đủ để đạt hiệu suất mã hóa tối đa là Δ = Δ Trong trường hợp 3, mặc dù Δ không còn là điều kiện cần nữa, nhưng vẫn là điều kiện đủ Do Δ không phải là ma trận vuông nên phân tích có phần khó khăn Tuy nhiên, có thể kết luận rằng Δ = Δ vẫn là điều kiện đủ mặc dù nó không còn là điều kiện cần nữa.

Dựa trên các kết quả phân tích trong 3 trường hợp, ta kết luận rằng độ lợi phân tập và độ lợi mã của của V-OFDM có thể được xác định hoàn toàn bằng ∆ tương ứng Cụ thể, nếu ∆ > 0, Vector block của V-OFDM có thể đạt được độ lợi phân tập tại lớn nhất Trong khi ∆ = 0, < , độ lợi phân tập được quyết định bởi số thấp nhất của thành phần đường chéo non-zero , với ≠ 0, ∈ Ψ Ngoài ra, nếu

∆ có thể đạt tới ∆ , khi = , Vector block có thể đạt đến biên trên của độ lợi mã

Khi < , bất kỳ chòm sao nào từ ℤ[j], hầu hết Vector block (không bao gồm và / ) trong V-OFDM có thể đạt đến độ lợi phân tập Để thuận tiện trong việc phân tích, ta dựa vào các kết quả mô phỏng để tìm ra độ lợi mã cho mỗi Vector block thông qua việc tìm biên độ của ∆, dẫn đến việc thay đổi hiệu suất BER đối với các Vector block khác nhau Ngoài ra, các Vector block này cũng tạo được độ lợi phân tập tối đa khi ≥ với độ lợi mã tương ứng ≤ , Khi = ,

cũng có thể đạt được lợi mã tối đa theo quan điểm số học.

Phân tập không gian tín hiệu

Xét mô hình điều chế đa chiều không mã hóa với bậc phân tập thực, có thể đạt được độ lợi mã hóa đáng kể trên các kênh fading Bậc phân tập của tập tín hiệu đa chiều là số tối thiểu của các thành phần riêng biệt giữa 2 điểm chòm sao bất kỳ Nói cách khác, bậc phân tập là khoảng cách Hamming tối thiểu giữa 2 vector tọa độ bất kỳ của các điểm chòm sao Để phân biệt các dạng phân tập đã biết (thời gian, không gian, tần số, mã) ta sẽ dùng khái niệm phân tập điều chế và phân tập không gian tín hiệu Để đơn gản, thuật ngữ phân tập sẽ được ký hiệu là L

Như trong hình dưới, điểm quan trọng để tăng phân tập điều chế là áp dụng phương pháp xoay chòm sao tín hiệu cơ bản sao cho 2 điểm bất kỳ nhận được tối đa số các thành phần riêng biệt

Hình 4.1 Tăng độ phân tập: (a) L=1 và (b) L=2 Hình 4.1 minh họa chòm sao điều chế 4-PSK Giả sử có sự suy giảm đối với một thành phần của vector tín hiệu truyền, ta có thể thấy chòm sao “nén” như trong Hình 4.1b (các chấm trắng) cho ta độ bảo vệ cao hơn chống lại các ảnh hưởng của nhiễu, do không có hai điểm nào chồng nhau như trong Hình 4.1a Cần thiết phải có một cặp ghép xen / giải ghép xen để giả định rằng các thành phần cùng pha và vuông góc của symbol nhận bị ảnh hưởng bởi fading độc lập Kết quả cho ta độ lợi 8 dB tại xác xuất lỗi bit 10 trên kênh 4-PSK truyền thống Vậy ta cũng có thể kết luận, việc tăng kích thước của không gian tín hiệu sẽ tạo ra các độ lợi có ý nghĩa trên kênh fading, từ đó giúp cải thiện hiệu suất hệ thống

Hình 4.2 BER đối với các mức phân tập khác nhau.

Các kiểu điều chế trong VOFDM

Trong hệ thống VOFDM (Đa truy nhập chia theo tần số trực giao), tín hiệu đầu vào được biểu diễn dưới dạng bit nhị phân Do đó, quá trình điều chế trong VOFDM thực chất là các kỹ thuật điều chế số, cho phép lựa chọn dựa trên yêu cầu về hiệu suất hoặc hiệu quả sử dụng băng thông Lựa chọn phương pháp điều chế được xác định bởi số bit đầu vào (M) và số điểm phức (+j) tại đầu ra Các ký tự , biểu thị các điểm trên mặt phẳng phức, có thể được lựa chọn như {±1, ±3} cho 16QAM (điều chế biên độ vuông góc 16) và {±1} cho QPSK (điều chế dịch chuyển pha theo phương trình bậc 4).

Bảng 4.1 Các mức tín hiệu đối với các kiểu điều chế khác nhau

Mô hình điều chế được sử dụng tùy vào việc dung hòa giữa yêu cầu tốc độ truyền dẫn và chất lượng truyền dẫn

Trong hệ thống điều chế BPSK, cặp các tín hiệu ( ), ( ) được sử dụng để biểu diễn các kí hiệu cơ số hai là “0” và “1” được định nghĩa như sau:

Trong đó: : Độ rộng bit

: Năng lượng của 1 bit ( ) : góc pha, thay đổi theot ín hiệu điều chế

: góc pha ban đầu có giá trị không đổi từ 0 đến 2 và không ảnh hưởng đến quá trình phân tích nên đặt bằng 0

Mỗi cặp sóng mang hình sine đối pha 180 ° như trên được gọi là các tín hiệu đối cực

Nếu chọn một hàm năng lượng cơ sở là: Φ( ) = 2 cos(2 ) ; 0 ≤ ≤ (4.33)

Ta có thể biểu diễn BPSK bằng không gian tín hiệu một chiều (N=1) với hai điểm bản tin (M=2): = , = − như sau:

Hình 4.3 Biểu đồ không gian tín hiệu BPSK Khi tín hiệu điều chế BPSK được truyền qua kênh chịu tác động của nhiễu Gaus trắng cộng (AWGN), xác suất lỗi bit giải điều chế được xác định theo công thức sau:

Trong đó: : Năng lượng bit

: Mật độ nhiễu trắng cộng

4.5.2 Điều chế QPSK Đây là một trong những phương pháp điều chế thông dụng nhất trong truyền dẫn vô tuyến Công thức cho sóng mang được điều chế PSK 4 mức như sau:

Với là pha ban đầu ta cho bằng 0

= 1,2,3,4 tương ứng là các ký tự được phát đi: “00”, “01”, “10”, “11”

= 2 ( là thời gian của một bit, là thời gian của một ký tự) : năng lượng của tín hiệu trên một ký tự

Chọn các hàm năng lượng trực chuẩn như sau: Φ ( ) = − 2 sin(2 ) 0 ≤ ≤ Φ ( ) = 2 sin(2 ) 0 ≤ ≤

4 (4.36) Vậy, bốn bản tin ứng với các vector được xác định như sau:

Quan hệ của các cặp bit điều chế và tọa độ của các điểm tín hiệu điều chế QPSK trong không gian tín hiệu được cho trong bảng sau:

Bảng 4.2 Quan hệ của cặp bit điều chế và tọa độ các điểm tín hiệu điều chế

Cặp bit vào Pha của tín hiệu QPSK Điểm tín hiệu Tọa độ các điểm bản tin

Ta thấy tín hiệu PSK 4 mức được đặc trưng bởi vector tín hiệu hai chiều và bốn bản tin như hình vẽ:

Hình 4.4 Biểu đồ biểu diễn tín hiệu QPSK

Trong hệ thống PSK, các thành phần đồng pha và vuông pha được kết hợp với nhau tạo thành một tín hiệu đường bao không đổi Tuy nhiên, nếu loại bỏ loại này và để cho các thành phần đồng pha và vuông pha có thể độc lập với nhau thì ta được một sơ đồ điều chế mới gọi là điều biên cầu phương điều chế biên độ sóng mang QAM ( điều chế biên độ gốc) Ở sơ đồ điều chế này, sóng mang bị điều chế cả biên độ lẫn pha Điều chế QAM có ưu điểm là tăng dung lượng truyền dẫn số

Dạng tổng quát của điều chế QAM, các mức (m-QAM) được xác định như sau:

: năng lượng của tín hiệu có biên độ thấp nhất , : cặp số nguyên độc lập được chọn tùy theo vị trí bản tin

Tín hiệu sóng mang gồm hai thành phần vuông góc được điều chế bởi một tập hợp bản tin tín hiệu rời rạc Vì thế có tên là “điều chế tín hiệu vuông góc”

Có thể phân tích ( ) thành cặp hàm cơ sở: Φ ( ) = − 2 sin(2 ) 0 ≤ ≤ Φ ( ) = 2 sin(2 ) 0 ≤ ≤

Hình 4.5 Chùm tín hiệu QAM

Giản đồ IQ (Inphase Quadrature) cho sơ đồ điều chế sẽ chỉ ra vector truyền cho tất cả các liên hợp dữ liệu Mỗi liên hợp từ dữ liệu phải được phân phối một vector IQ duy nhất Mã Gray là một phương pháp cho sự phân phối này, sao cho các điểm cạnh nhau trong chòm sao chỉ khác nhau một bit đơn Mã này giúp giảm thiểu tỷ lệ lỗi bit toàn bộ vì nó giảm cơ hội nhiều lỗi bit xảy ra từ một lỗi symbol đơn

Mã Gray có thể được sử dụng cho tất cả các sơ đồ điều chế PSK (QPSK, 8-PSK, 16-PSK) và QAM (16-QAM, 64-QAM, 256-QAM…)

Hình 4.6 Giản đồ IQ của 16-PSK khi dùng mã Gray Mỗi vị trí IQ liên tiếp chỉ thay đổi một bit đơn

Hình 4.7 Giản đồ IQ cho các dạng điều chế sử dụng trong OFDM

MÔ PHỎNG VÀ NHẬN XÉT

Trong chương này ta thực hiện mô phỏng, so sánh các kết quả thu được để đối chiếu với các vấn đề lý thuyết đã phân tích Từ đó đưa ra các nhận xét về giới hạn hiệu suất, độ lợi phân tập tối đa và việc lựa chọn kích thước vector để đạt được sự cân bằng tốt nhất giữa hiệu suất hệ thống và độ phức tạp tính toán tại máy thu.

Sơ đồ giải thuật

5.2.1 Phía phát Đầu tiên chuỗi dữ liệu ngõ vào sẽ được chuyển thành các bit nhị phân nối tiếp, ta sẽ chia các bit nhị phân này thành từng đoạn dữ liệu có chiều dài N bit, tiếp tục đưa đến bộ mã hóa và điều chế sóng mang sử dụng phương pháp QAM ( phần mô phỏng thực hiện với các mức điều chế 4-QAM, 8-QAM, 16-QAM, 32-QAM, 64-QAM) Tín hiệu sau khi điều chế được được blocking thành các ma trận kích thước M x L Thực hiện chèn các tín hiệu Pilot để giúp phía thu thực hiện giải mã dễ dàng hơn Sau đó ta biến đối IFFT L điểm đối với mỗi hàng của ma trận trên Tiếp theo, ta “copy” G bit cuối ở mỗi cột của ma trận để chèn lên phía đầu mỗi cột, điều này giúp làm giảm ảnh hưởng của nhiễu ISI Cuối cùng, các ma trận được chuyển thành các chuỗi bit nối tiếp đưa đến anten và phát đi

5.2.2 Phía thu Ở phía thu, quá trình được thực hiện ngược lại với phía phát Chuỗi bit thu được sẽ được loại bỏ khoảng bảo vệ, blocking thành các ma trận kích thước M x L

Lần lượt mỗi hàng của ma trận được đưa qua bộ biến đổi FFT Áp dụng các phương pháp ước lượng kênh truyền để thu được tín hiệu gần giống với tín hiệu phát nhất (trong phần mô phỏng sử dụng phương pháp ước lượng LS – Least Square) Sau khi ước lượng ta thực hiện giải điều chế, giải mã hóa để thu lại chuỗi bit cuối cùng

Luận văn Thạc sĩ Chương 5: Mô phỏng và nhận xét

Hình 5.1 Sơ đồ giải thuật phía phát V-OFDM

Chuyển dữ liệu thành chuỗi nhị phân

Mã hóa Điều chế M-QAM

Blocking (ma trận M hàng L cột) Ước lượng ?

IFFT mỗi hàng L phần tử

Biến đổi FFT mỗi hàng L phần tử

Giải mã hóa Ước lượng ?

Thu lại chuỗi bit ban đầu

Hình 5.2 Sơ đồ giải thuật phía thu V-OFDM

Tiêu đề	Đánh giá độ lợi phân tập của hệ thống VOFDM đơn anten
Tác giả	Mạc Hải Vân
Người hướng dẫn	PGS.TS. Phạm Hồng Liên
Trường học	Đại học Quốc gia TP.HCM
Chuyên ngành	Kỹ thuật Điện tử
Thể loại	Luận văn thạc sĩ
Năm xuất bản	2013
Thành phố	TP. Hồ Chí Minh

Định dạng
Số trang	81
Dung lượng	3,75 MB