Đối với các ứng dụng đo đạc cự ly ngắn, hệ thống radar FMCW một dạng của radar sóng liên tục có ưu điểm vượt trội do kích thước nhỏ gọn và đo đạc với độ chính xác cao.. Máy phát của hệ t
TỔNG QUAN
Giới thiệu
Radar (Radio detetion and ranging), hệ thống hoạt động bằng cách phát ra sóng điện từ và thu sóng phản xạ trở về từ mục tiêu Dựa vào thông tin nhận được từ sóng phản xạ, hệ thống sẽ tính ra được khoảng cách, hướng và vận tốc của mục tiêu Hệ thống radar hoàn chỉnh đầu tiên được phát minh bởi Sir Robert Alexander Watson-Watt [1] Trong thế chiến lần thứ II, hệ thống radar được phát triển để sử dụng trong quân đội Ngày nay, hệ thống radar đã trở nên phổ biến và có nhiều ứng dụng rất hữu ích không chỉ được sử dụng trong quân đội mà còn cả trong lĩnh vực dân sự
Hệ thống radar có thể được chia làm hai loại là radar xung và radar sóng liên tục (CW) Trong hệ thống radar xung, máy phát phát tín hiệu theo từng burst ngắn Dựa vào thời gian chênh lệch giữa tín hiệu thu (là tín hiệu khi phát đến mục tiêu bị dội ngược trở lại) và tín hiệu phát, hệ thống sẽ tính được khoảng cách của mục tiêu Trong hệ thống radar sóng liên tục, máy phát phát tín hiệu liên tục Để tách được tín hiệu phát và tín hiệu thu, hệ thống sử dụng kỹ thuật “time mark” và từ đó tính được thời gian chênh lệch giữa hai tín hiệu
Hệ thống radar FMCW là một dạng của radar CW Máy phát của hệ thống radar FMCW cũng phát tín hiệu liên tục, nhưng khác với radar CW là trước khi phát, tín hiệu phát được điều chế tần số (FM) Hệ thống radar FMCW có khả năng đo được khoảng cách và vận tốc của mục tiêu, trong khi hệ thống radar CW chỉ đo vận tốc mà không đo được khoảng cách Ngoài ra, trong các ứng dụng đo đạc cự ly ngắn thì hệ thống radar FMCW có ưu điểm hơn so với các hệ thống radar khác do kích thước nhỏ gọn và độ chính xác rất cao
Hệ thống radar FMCW được ứng dụng rất nhiều trong đời sống như: ứng dụng để đo độ cao máy bay khi máy bay hạ cánh trong điều kiện tầm nhìn bị hạn chế; ứng dụng đo mức chất lỏng trong bồn chứa; ứng dụng cho hệ thống kiểm soát đặt tại các cửa biển, cửa sông lớn khi tàu thuyền cập cảng; ứng dụng chống va chạm giữa các phương tiên giao thông; ứng dụng để đo khoảng cách mục tiêu đứng yên với độ
Hình 1.1: Minh họa một vài ứng dụng của radar FMCW
Hình 1.1, (a) là ứng dụng hệ thống radar FMCW để đo độ cao giữa máy bay so với mặt đất, (b) đo mức chất lỏng trong bồn chứa, (c) ứng dụng hệ thống radar FMCW để tránh va chạm khi tàu cập cảng, (d) để tránh va chạm khi lưu thông trên đường, (b) dùng để dò tìm vị trí đường ống ngầm bị sự cố và (f) dùng hệ thống radar FMCW trong kiểm soát giao thông
Cấu tạo của hệ thống radar rất đơn giản, gồm một máy phát, máy thu và anten thu phát Nhưng việc chế tạo ra hệ thống radar lại rất phức tạp, đòi hỏi người chế tạo phải có kiến thức thật chuyên sâu và nhiều kinh nghiệm trong lĩnh vực xử lý số tín hiệu và thiết kế mạch siêu cao tần
Hơn nữa, Việt Nam là một nước đang phát triển, nhu cầu sử dụng các hệ thống radar trong tương lai là rất lớn Việc nghiên cứu chế tạo hệ thống radar nói chung và
(e) radar FMCW nói riêng tại Việt Nam vẫn còn đang bỏ ngõ, chưa được quan tâm nghiên cứu.
Các công trình nghiên cứu liên quan
Có nhiều công trình nghiên cứu gần đây có liên quan đến Radar FMCW như: Công trình [2], tác giả đã nghiên cứu về các loại nhiễu trong hệ thống radar FMCW gồm nhiễu nhiệt, nhiễu flicker, giải thích tại sao lại có nhiễu pha và đưa ra giải pháp giảm nhiễu pha trong hệ thống radar FMCW Bài báo [3], tác giả nghiên cứu các phương pháp để giúp tăng độ phân giải cho radar FMCW Nghiên cứu [4], tác giả thực hiện thiết kế khối mixer và LNA cho hệ thống radar FMCW băng tần W (tần số 94GHz)
Hiện nay trên thế giới cũng đã có nhiều sản phẩm radar FMCW thương mại Các sản phẩm này do nước ngoài sản xuất và có giá thành rất cao Việc mua các sản phẩm này ở Việt Nam cũng tương đối khó khăn, bởi vì ngoài vấn đề về giá đôi khi còn liên quan đến vấn đề chính trị Đối với các hệ thống radar FMCW thuộc băng tần nhạy cảm (băng X) thì Việt Nam hầu như không thể mua được
Nhằm mục tiêu làm chủ công nghệ tại Việt Nam, tôi đã mạnh dạn chọn đề tài này để từng bước nghiên cứu chế tạo hệ thống radar FMCW Bước đầu tôi sẽ nghiên cứu chế tạo mạch khuếch đại nhiễu thấp cho hệ thống radar FMCW băng X
Hình 1.2: Sơ đồ hệ thống radar FMCW
Mạch khuếch đại nhiễu thấp này, ngoài mục đích sử dụng cho hệ thống radar FMCW còn có thể sử dụng được cho các hệ thống thông tin vô tuyến khác, để khuếch đại tín hiệu tại ngõ vào máy thu Việc chế tạo thành công mạch LNA cũng tần 7.8 – 9.4 GHz Luận văn này sẽ nghiên cứu thiết kế mạch LNA dùng transistor băng tần 9.25 – 10.75 GHz (tần số trung tâm 10GHz).
Phương pháp nghiên cứu
- Phương pháp nghiên cứu của luận văn là nghiên cứu ứng dụng Dựa trên cơ sở nghiên cứu lý thuyết hệ thống radar FMCW và mạch LNA, đề tài sẽ nghiên cứu thiết kế mạch khuếch đại LNA sử dụng cho radar FMCW băng X
- Phần mềm được sử dụng để mô phỏng và phân tích mạch trong toàn bộ quá trình thiết kế là phần mềm ADS của hãng Agilent
- So sánh kết quả đo đạc trên mạch LNA thực tế với kết quả mô phỏng
Kết cấu luận văn được trình bày trong 04 chương: Chương 1 – Tổng quan; Chương 2 – Nghiên cứu về hệ thống Radar FMCW; Chương 3 – Lý thuyết về mạch siêu cao tần; Chương 4 – Thực hiện thiết kế mạch LNA và kết quả đo đạc thực tế.
LÝ THUYẾT RADAR FMCW
Phương trình Radar
Phương trình radar là phương trình mô tả về hoạt động của radar, bao gồm các thông số về khoảng cách, đặc tính của máy thu, đặc tính của máy phát, anten, mục tiêu và môi trường [9]
Hình 2.1: Hệ thống radar cơ bản [10]
Xét một hệ thống radar đơn giản như Hình 2.1, gồm một máy phát, một máy thu và một anten thu phát chung Bộ duplexer dùng để tách biệt tín hiệu thu và tín hiệu phát, trong trường hợp này duplexer là một circulator Mục tiêu có thể là máy bay, tên lửa, tàu thuyền, vệ tinh, xe tăng, ô tô, con người, núi băng trôi, mây, gió, hạt mưa rơi,… Đối với các mục tiêu khác nhau thì tiết diện radar (được ký hiệu là ) sẽ khác nhau Các thông số lần lượt là công suất phát và công suất thu của radar Đối với radar xung thì là công suất đỉnh xung, đối với radar CW thì là công suất trung bình Trong hệ thống này, sử dụng chung một anten để thu và phát, vì vậy ta có:
(đơn vị tính W/m 2 ) tại vị trí mục tiêu trong trường hợp anten đẳng hướng là: ậ ộ ấ
Trường hợp radar sử dụng anten có hướng với độ lợi thì mật độ công suất tại vị trí mục tiêu sẽ tăng lên lần ậ ộ ấ ạ ụ ớ ướ
Tiết diện radar ký hiệu , tính bằng đơn vị m 2 được định nghĩa bằng tổng công suất bức xạ về phía radar chia cho mật độ công suất tại vị trí mục tiêu
Vì vậy, công suất bức xạ về tại mục tiêu là: ô ấ ứ ạ ề ạ ụ ê
Công suất bức xạ về radar bị suy giảm với tốc độ tính từ vị trí mục tiêu Mật độ công suất của tín hiệu bức xạ từ mục tiêu đến tại vị trí anten radar là:
Anten thu của radar chỉ thu được một phần nhỏ của công suất bức xạ về này, công suất thu được tính theo công thức:
Thay vào (2.10), ta được: Đối với hệ thống radar sử dụng chung anten thu phát thì , khi đó công thức (2.11) trở thành:
Công thức (2.12) chính là phương trình chung của radar
Nếu công suất tín hiệu cho phép nhỏ nhất là , ta có khoảng cách lớn nhất khi tín hiệu thu được sao cho :
: Tiết diện radar (m 2 ) bước sóng không gian tự do (m)
: tín hiệu thu nhỏ nhất (W)
Công thức (2.13) là một dạng khác của phương trình radar Khoảng cách lớn nhất là khoảng cách xa nhất có thể ứng với mức tín hiệu rất nhỏ mà radar có thể hoạt động Thông số là mức tín hiệu nhỏ nhất tại ngõ vào máy thu của radar
Hệ số nhiễu của máy thu được định nghĩa như sau:
Trong đó, và tương ứng là mức tín hiệu và mức nhiễu tại ngõ vào; và là mức tín hiệu và nhiễu tại ngõ ra (Hình 2.2)
Hình 2.2: Tỷ số S/N của máy thu
Với k = 1.38 x 10 -23 (J/K), T là nhiệt độ Kelvin, B là băng thông tính bằng Hertz, F là hệ số nhiễu, là tỷ số tín hiệu trên nhiễu nhỏ nhất tại ngõ ra.
Hệ thống radar CW
Hệ thống radar CW hay còn gọi là radar Doppler được sử dụng để phát hiện mục tiêu chuyển động và xác định vận tốc mục tiêu Khi có sự chuyển động tương đối giữa nguồn phát và đối tượng quan sát thì sẽ có sự dịch chuyển tần số Độ dịch tần số này được gọi là độ dịch doppler
Xét một hệ thống radar có tần số phát và vận tốc tương đối của mục tiêu so với radar là Nếu R là khoảng cách từ radar đến mục tiêu, tổng lượng bước sóng trong cả quảng đường đi và về giữa radar và mục tiêu là Tổng độ lệch pha tạo ra bởi sóng điện từ trong thời gian chuyển tiếp đi và đến mục tiêu là:
Nếu mục tiêu chuyển động tương đối so với radar thì R và sẽ liên tục thay đổi Sự thay đổi theo thời gian dẫn đến thay đổi tần số góc Độ dịch chuyển tần số góc doppler được tính theo công thức:
Trong đó, là tần số tín hiệu phát, c là vận tốc ánh sáng và là vận tốc tương đối của mục tiêu Bình thường rất nhỏ so với c, và rất nhỏ trừ khi ở tần số cao (siêu cao tần) Tần số tín hiệu thu được là , dấu cộng trường hợp mục tiêu tiến gần và dấu trừ khi mục tiêu đi ra xa
Trường hợp mục tiêu không chuyển động về hướng radar như Hình 2.3 thì vận tốc tương đối sẽ là:
Trong đó, là vận tốc của mục tiêu và góc giữa đường đi của mục tiêu và đường thẳng nối mục tiêu với radar ế Độ lệch doppler bằng không khi đường đi của mục tiêu vuông góc với đường thẳng nối mục tiêu với radar (Hình 2.3)
Hình 2.3: Ảnh hưởng của Doppler [10]
Hình 2.4 là sơ đồ khối của hệ thống radar CW Bộ dao động VCO liên tục tạo tín hiệu với tần số và có vai trò như một máy phát Một phần công suất của bộ dao động được dùng làm LO cho mixer Tín hiệu phát sẽ đi qua duplexer (trong Hình 2.4 là circulator) và được phát ra không gian bằng anten.Tín hiệu trở về từ mục tiêu có tần số là Tín hiệu này sẽ được trộn với tín hiệu phát tạo ra một tín hiệu IF của Độ lệch tần số doppler sau đó sẽ được khuếch đại và được lọc qua bộ lọc thông thấp để nhận dạng tần số
Hình 2.4: Sơ đồ khối của hệ thống radar CW [10]
Việc cách ly giữa máy phát và máy thu có thể được thực hiện bằng cách dùng bộ circulator, bộ ghép hỗn hợp hoặc bộ tách phân cực Nếu muốn cách ly tốt hơn thì có thể sử dụng anten thu phát riêng
Công suất ngõ ra của radar CW bị giới hạn bởi mức độ cách ly giữa máy phát và máy thu Đặc điểm của Radar CW là máy phát liên tục phát tín hiệu cùng lúc đó máy thu nhận tín hiệu phản xạ trở về Tín hiệu từ máy phát sẽ rò rỉ và nhiễu sang máy thu, làm giảm độ nhạy máy thu và khoảng cách đo Vì lý do này mà hệ thống radar CW chỉ được sử dụng để đo vận tốc mục tiêu ở khoảng cách ngắn và trung bình Hệ thống hai anten sẽ tăng độ cách ly giữa máy phát và máy thu, nhưng hệ thống sẽ phức tạp hơn
Hệ thống radar CW có khả năng đo vận tốc của mục tiêu, nhưng không đo được khoảng cách bởi vì trong dạng sóng phát đi không chứa thông tin “timing mark - thời gian đánh dấu” Để khắc phục vấn đề này, hệ thống radar CW có điều chế tần số (Radar FMCW) được nghiên cứu và ra đời.
Hệ thống radar FMCW
Từ khuyết điểm không đo được khoảng cách của radar CW dẫn đến sự phát triển hệ thống Radar FMCW Để đo được khoảng cách, một loại thông tin về thời gian gọi là “thời gian đánh dấu” được sử dụng để nhận ra thời gian phát và thời gian trở về của tín hiệu Trong hệ thống radar CW, máy phát chỉ phát một tần số duy nhất có phổ tần số rất hẹp Để đánh dấu thời gian đòi hỏi phải có phổ tần số hữu hạn rộng hơn Việc này được thực hiện bằng điều chế theo tần số, biên độ hoặc pha
Trong đó, điều chế tần số được dùng phổ biến hơn trong các hệ thống radar CW để đo khoảng cách Thời gian đánh dấu được xác định từ sự chênh lệch tần số giữa tín hiệu phát và tín hiệu thu
Hình 2.5: Sơ đồ khối của hệ thống radar FMCW [9]
Trong sơ đồ khối của hệ thống radar FMCW (Hình 2.5), bộ dao động điều khiển điện thế (VCO) được sử dụng để phát tín hiệu FM Hệ thống sử dụng hai anten thu phát riêng là để tăng độ cách ly
Sau đây ta sẽ xem xét hai trường hợp là mục tiêu đứng yên và mục tiêu chuyển động
Khi mục tiêu đứng yên, độ lệch tần số doppler bằng không ( Giả sử tần số phát thay đổi tuyến tính theo thời gian như Hình 2.6, tín hiệu trở về sẽ được thu sau khoảng thời gian (= ) Tại thời điểm máy phát phát tín hiệu có tần số , đến khi tín hiệu này được thu tại thời điểm thì tần số phát đã chuyển sang
Do mục tiêu đứng yên cho nên tín hiệu phách (beat signal) chỉ có thành phần khoảng cách Ta có:
Hình 2.6: Dạng sóng trường hợp mục tiêu đứng yên
Theo Hình 2.6, tốc độ thay đổi tần số có thể được tính theo hai cách:
- Tính theo cạnh dốc của tam giác:
- Tính theo tốc độ điều chế: Trong chu kỳ , với là tần số điều chế thì tần số thay đổi Ta có:
Kết hợp (2.24) và (2.25) ta được:
Tần số điều chế và khoảng điều chế được thiết lập sẵn khi thiết kế hệ thống Dựa vào công thức (2.27), hệ thống radar chỉ cần xác định được giá trị (tần số phách thu được tại thời điểm ) là có thể tính được khoảng cách R
Khi mục tiêu chuyển động, độ lệch tần số doppler khác không Ngõ ra của mixer (Hình 2.5) sẽ là , dấu trừ khi mục tiêu di chuyển về phía radar và dấu cộng khi mục tiêu di chuyển ra xa radar
Hình 2.7b là dạng sóng khi mục tiêu di chuyển về phía radar So sánh với dạng sóng trong trường hợp mục tiêu đứng yên Hình 2.7a thì tần số phách trong khoảng thời gian tần số tăng là:
Tần số phách trong thời gian tần số giảm là:
Từ sẽ tìm được khoảng cách:
Từ sẽ tìm được vận tốc:
Hình 2.7: Dạng sóng trường hợp mục tiêu chuyển động
(a) dạng sóng trường hợp mục tiêu đứng yên dùng để so sánh;
(b) dạng sóng trường hợp mục tiêu di chuyển về phía radar; (c) tần số beat
Tương tự đối với trường hợp mục tiêu di chuyển ra xa radar, ta cũng tìm được được và từ và :
LÝ THUYẾT MẠCH SIÊU CAO TẦN
Khái quát về siêu cao tần
Trong các mạch điện DC và mạch điện AC tần số thấp, người ta thường sử dụng định luật Kirchoff áp dụng cho dòng điện và điện thế để phân tích mạch Khi đó, phần dây dẫn giữa các phần tử điện trở, tụ điện, cuộn cảm và các phần tử khác trong mạch được giả sử không ảnh hưởng và được bỏ qua khi phân tích Tuy nhiên, đối với mạch cao tần (từ 500MHz trở lên) thì việc giả sử này không còn chính xác Bởi vì, ở tần số cao bước sóng của tín hiệu rất nhỏ, điện thế và dòng điện không chạy trong dây dẫn như bình thường mà sẽ lan truyền dưới dạng sóng Biên độ và pha của nó sẽ thay đổi dọc theo dây dẫn Vì vậy, thay vì sử dụng định luật Kirchoff người ta sử dụng lý thuyết sóng điện từ và giải quyết các vấn đề liên quan như: hằng số lan truyền β, vận tốc pha Hằng số lan truyền và vận tốc pha phụ thuộc rất nhiều vào môi trường xung quanh dây dẫn [11]
3.1.1 Đường dây truyền sóng (transmission line) Đường dây truyền sóng là đường dây truyền dẫn tín hiệu cao tần bao gồm: đường dây song hành, đường dây đồng trục, microtrip line, Bên trong các đường dây này, điện thế và dòng điện lan truyền như sóng điện từ Biên độ và vận tốc pha của nó thay đổi dọc theo chiều dài của đường dây Vì vậy, trong trường hợp này không thể áp dụng định luật Kirchoff cho toàn bộ chiều dài dây dẫn Để áp dụng được người ta chia đường dây truyền sóng ra thành từng đoạn rất nhỏ ∆Z (Hình 3.1) và áp dụng định luật Kirchoff cho các đoạn rất nhỏ này
Trong Hình 3.1 các thành phần R, L, G và C lần lượt là điện trở, điện cảm, điện dẫn và điện dung trên một đơn vị chiều dài
Hinh 3.1: Mô hình một đoạn rất nhỏ ∆Z của đường dây truyền sóng [12] Áp dụng định luật Kirchoff cho mạch ta có:
Chia (3.1) và (3.2) cho và cho ta được các phương trình:
Với điều kiện sóng dừng hình sin chỉ lan truyền theo hướng z, thì (3.3) và (3.4) trở thành:
Giải phương trình (3.5) và (3.6) sẽ được phương trình sóng đối với V(z) và I(z):
Trong đó được gọi là hệ số lan truyền phức, nó là một hàm theo tần số Giải phương trình (3.7) và (3.8) sẽ được V(z) và I(z):
Thành phần biểu diễn cho sóng lan truyền theo hướng z dương và biểu diễn cho sóng lan truyền theo hướng z âm Kết hợp giữa phương trình (3.5), (3.6) và (3.7), (3.8) ta được:
Trở kháng đặc tính của đường dây:
Từ (3.12) cho thấy không phục thuộc vào dạng sóng và chiều dài dây dẫn Ở tần số cao, thành phần điện trở và điện dẫn xem như không đáng kể so với điện cảm và điện dung Nếu bỏ qua thành phần điện trở và điện dẫn thì trở kháng đặc tính là một hằng số:
3.1.2 Đường dây truyền sóng không tổn hao
Phương trình (3.13) là trường hợp đường dây dẫn không bị tổn hao Trong trường hợp này tỷ số giữa điện thế và dòng điện là hằng số Hình 3.2, đầu cuối của đường dây có gắn tải trở kháng Nếu sóng tới có dạng (với ) được phát ra từ nguồn tại , khi sóng đến tải một phần sóng đi qua tải và một phần khác sẽ phản xạ trở lại Điện thế và dòng điện tại một điểm trên đường dây truyền sóng sẽ là tổng của thành phần sóng đến và sóng phản xạ như phương trình (3.14) và (3.15):
Hình 3.2: Đường dây truyền sóng với tải
Tỷ số biên độ điện thế giữa sóng phản xạ và sóng tới được định nghĩa là hệ số phản xạ :
Nếu thì không có sóng phản xạ, trường hợp này xảy ra khi trở kháng tải bằng với trở kháng đặc tính của đường dây Trường hợp này ta nói tải được phối hợp trở kháng với đường dây
Trong các hệ thống tần số thấp, để biết được đặc tính của hệ thống người ta thường thực hiện các phép đo ngắn mạch và hở mạch để đo tổng điện thế hay dòng điện theo tần số Đối với hệ thống siêu cao tần nếu áp dụng theo phương pháp này để đo thì rất phức tạp và mất rất nhiều thời gian Vì vậy người ta đã nghiên cứu và đưa ra thông số S để đo đạc hệ thống dễ dàng hơn
Hình 3.3 Sơ đồ mạng hai cửa
Trong Hình 3.3, (a) biểu diễn theo dòng điện và điện thế, (b) biểu diễn theo sóng tới và sóng phản xạ, và được định nghĩa như sau: Đ ó ê Đ ó ê Đ ó Đ ó
Trong đó là trở kháng đặc tính của mạng hai cửa Thông số S được xác định bằng cách đo biên độ và pha của sóng tới và sóng phản xạ Trường hợp này thông số S của mạng hai cửa được xác định như sau:
Các điều kiện nghĩa là không có sóng phản xạ trên port 1 và port 2 Điều này chỉ xảy ra khi đầu cuối của đường dây truyền sóng có gắn tải bằng với trở kháng đặc tính của đường dây và cho biết lượng sóng tới bị phản xạ tại port 1 và port 2 và cho biết lượng sóng tới đi qua thiết bị từ port 1 đến port2 và từ port 2 đến port 1
Trong thiết kế mạch cao tần, có hai phương pháp để thực hiện mạch là dùng phần tử tập trung (gồm các cuộn cảm, tụ điện,…) và phần tử phân tán (gồm các đường dây truyền sóng) Mỗi phương pháp đều có những ưu điểm và khuyết điểm riêng Phương pháp dùng phần tử tập trung có ưu điểm là mạch có thiết kế nhỏ gọn Tuy nhiên ở tần số cao, khi kích thước của các phần tử tập trung không còn nhỏ hơn nhiều so với bước sóng thì sẽ sinh ra các thành phần ký sinh không mong muốn
Phương pháp dùng phần tử phân tán có khuyết điểm là kích thước của đường dây phụ thuộc vào tần số, với tần số thấp thì kích thước đường dây rất lớn Nhưng với tần số cao thì kích thước mạch trở nên rất nhỏ gọn Ưu điểm của phương pháp trong thiết kế mạch siêu cao tần Cấu tạo của microtrip line như Hình 3.4 Trong đó,
W là độ rộng của đường dây, d là chiều cao của chất cách điện, là hệ số điện môi tương đối của chất cách điện Vận tốc pha và hằng số lan truyền β được tính theo công thức (3.24) và (3.25)
Trong công thức (3.24), c là vận tốc của ánh sáng, là hệ số điện môi hiệu dụng của chất cách điện, nó phụ thuộc vào độ dầy d của subtrate và độ rộng W của microtrip
Hình 3.4: Microtrip line.(a) Dạng hình học và (b) trường điện từ [12]
Nếu bỏ qua độ dầy t của chất dẫn điện thì trở kháng đặc tính của đường microtrip được tính như sau:
Trong đó là trở kháng của sóng trong không gian tự do và được tính theo (3.27)
Mạch khuếch đại siêu cao tần
Trong thiết kế mạch siêu cao tần, vấn đề quan trọng là thiết kế mạch phối hợp trở kháng sao cho tỷ số sóng đứng thấp và tránh dao động không mong muốn Vì vậy, nhiệm vụ quan trọng nhất của thiết kế mạch khuếch đại là phải đảm bảo mạch ổn định Khi mạch khuếch đại ổn định thì việc còn lại là vẽ các vòng tròn đẳng hệ số nhiễu, vòng tròn đẳng độ lợi trên giản đồ Smith, từ đó xác định hệ số phản xạ nguồn và hệ số phản xạ tải phục vụ cho quá trình thiết kế mạch Trong thiết kế mạch siêu cao tần, luôn luôn có sự đánh đổi (trace off) giữa độ ổn định, hệ số nhiễu và độ lợi
3.2.1 Độ ổn định Độ ổn định của mạch khuếch đại luôn được quan tâm trong quá trình thiết kế mạch, nó được tính toán thông qua thông số S Điều kiện ổn định của mạch khuếch đại phụ thuộc vào tần số, vì vậy với tần số này thì mạch ổn định nhưng với tần số khác mạch có thể không ổn định [13]
Mạch ổn định không điều kiện: Mạch ổn định không điều kiện khi đối với tất cả các trở kháng của nguồn và tải (tức là )
Mạch ổn định có điều kiện: Mạch ổn định có điều kiện khi chỉ trong một khoảng trở kháng của nguồn và tải (tức là ) Điều kiện để mạch ổn định không điều kiện là: Điều kiện (3.30) và (3.31) được suy ra từ: v
Hình 3.5: Trường hợp ổn định không điều kiện
Trong trường hợp mạch ổn định có điều kiện (tức là không thỏa mãn điều kiện và thì cần xác định vùng ổn định ngõ ra và ngõ vào của mạch thông qua các vòng tròn ổn định ngõ ra và ngõ vào
Tâm và bán kính của vòng tròn ổn định ngõ vào được tính theo công thức:
Tâm và bán kính của vòng tròn ổn định ngõ ra:
Xét các trường hợp: a Đối với vòng tròn ổn định ngõ ra trong mặt phẳng :
Nếu (tức có phối hợp trở kháng ngõ ra) thì: là tâm của giản đồ Smith, cũng chính là điểm tham chiếu để xác định vùng ổn định
Trường hợp 1: Vòng tròn ổn định ngõ ra không chứa tâm của giản đồ Smith ( )
- Nếu nên vùng chứa tâm của giản đồ Smith ( ) là vùng ổn định
- Nếu nên vùng chứa tâm của giản đồ Smith ( ) là vùng không ổn định
Hình 3.6: Vùng ổn định ngõ ra với trường hợp vòng tròn không chứa tâm giản đồ Smith
Trường hợp 2: Vòng tròn ổn định ngõ ra chứa tâm của giản đồ Smith ( ) Cũng tương tự như trường hợp 1, tức là khi thì vùng chứa tâm giản đồ Smith là vùng ổn định và khi thì vùng chứa tâm giản đồ Smith là vùng không ổn định
Hình 3.7: Vùng ổn định ngõ ra với trường hợp vòng tròn chứa tâm giản đồ Smith b Đối với vòng tròn ổn định ngõ vào trong mặt phẳng :
Trường hợp 1: Vòng tròn ổn định ngõ vào không chứa tâm của giản đồ Smith ( )
- Nếu nên vùng chứa tâm của giản đồ Smith ( ) là vùng ổn định
- Nếu nên vùng chứa tâm của giản đồ Smith ( ) là vùng không ổn định
Hình 3.8: Vùng ổn định ngõ vào trường hợp vòng tròn không chứa tâm giản đồ Smith
Trường hợp 2: Vòng tròn ổn định ngõ vào chứa tâm của giản đồ Smith ( )
Cũng tương tự như trường hợp 1, tức là khi thì vùng chứa tâm giản đồ Smith là vùng ổn định và khi thì vùng chứa tâm giản đồ Smith là vùng không ổn định
Hình 3.9: Vùng ổn định ngõ vào trường hợp vòng tròn chứa tâm giản đồ Smith
3.2.2 Giải pháp tăng độ ổn định
Có ít nhất năm phương pháp để tăng độ ổn định cho mạch [14] Phương pháp thứ nhất là lắp thêm điện trở tại ngõ vào hoặc ngõ ra Lắp thêm điện trở ngõ vào sẽ làm tăng độ ổn định, nhưng cũng làm cho hệ số nhiễu tăng cao, trong khi mắc thêm điện trở ngõ ra có thể làm giảm độ lợi và P1dB (dẫn đến IP3 giảm) Phương pháp thứ hai là mạch chọn lọc tần số (dùng điện trở R và cuộn cảm L hoặc tụ điện C) để giảm độ lợi ở tần số thấp Phương pháp thứ ba là dùng bộ lọc lắp ở ngõ ra của transistor để giảm độ lợi tại riêng một tần số băng hẹp Phương pháp này thường được sử dụng để loại bỏ độ lợi ở các tần số cao hơn nhiều so với băng tần hoạt động Phương pháp thứ tư là dùng các đường dây ngắn mạch để loại bỏ các tần số có nguy cơ dao động Phương pháp ổn định thứ năm là dùng cuộn cảm hồi tiếp cực E hoặc G của transistor hay nối tiếp ở ngõ vào và ngõ ra của mạch Việc mắc thêm điện trở giúp tăng độ ổn định của mạch nhưng làm giảm độ lợi và tăng hệ số nhiễu Để giảm ảnh hưởng của điện trở, tài liệu [15] đã đưa ra cách chọn giá trị điện trở nhỏ nhất để vừa đủ cho mạch ổn định mà không làm giảm nhiều hiệu suất
Giá trị điện trở nhỏ nhất được xác định bằng giản đồ Smith, bằng cách vẽ vòng tròn đẳng điện trở hoặc điện dẫn tiếp xúc với các vòng tròn ổn định như Hình 3.10
Hình 3.10: Xác định giá trị điện trở ổn định [15]
Trong Hình 3.10, vùng bên trong của các vòng tròn ổn định nguồn là vùng không ổn định Vòng tròn đẳng điện trở và đẳng điện dẫn tiếp xúc với các vòng tròn
Unstable region of sources Unstable region of sources
Constant resistance circle of rsmin
Constant conductance circle of gpmin rsmin gpmin rsmin r pmax
(a) (b) ổn định sẽ xác định giá trị điện trở nối tiếp hay điện dẫn song song chuẩn hóa có suy hao nhỏ nhất Điện trở nối tiếp chuẩn hóa r smin (Hình3.10a) sẽ đảm bảo không có bất kỳ điện trở đầu cuối nào của nguồn nhỏ hơn rsmin Bởi vì, tất cả các đầu cuối của nguồn làm cho mạch không ổn định có giá trị điện trở nhỏ hơn phần thực của r smin
Một phương pháp khác là sử dụng điện dẫn song song có giá trị g pmin như Hình 3.10b Trong trường hợp này, để đảm bảo mạch ổn định thì giá trị điện dẫn chuẩn hóa phải nhỏ hơn g pmin
Trong Hình 3.10, việc ổn định được thực hiện ở ngõ vào, tuy nhiên tùy thuộc vào mức tín hiệu và hệ số nhiễu cũng có thể thực hiện lắp thêm điện trở ở ngõ ra để có kết quả tốt hơn Khi đó, sẽ dựa vào các vòng tròn ổn định tải để xác định giá trị điện trở mắc song song hay nối tiếp ở ngõ ra, cách làm tương tự như đối với ngõ vào
Thực tế có trường hợp không thể lắp thêm điện trở nối tiếp ngõ vào để ổn định mạch, do không thể vẽ được vòng tròn đẳng điện trở tiếp xúc với vòng tròn ổn định, như trong Hình 3.11
Hình 3.11: Điểm hở mạch của giản đồ Smith nằm trong vùng không ổn định
Trong trường hợp Hình 3.11, chỉ có thể lắp điện trở song song, bởi vì điểm hở mạch trên giản đồ Smith nằm trong vùng không ổn định Do vậy khi mắc điện trở nối tiếp ở ngõ vào sẽ không có tác dụng làm mạch ổn định
Phương pháp mắc thêm điện trở có tác dụng làm cho mạch ổn định nhưng lại làm giảm hiệu suất ở tất cả các tần số Do đó trong nhiều trường hợp để ổn định mạch người ta dùng mạch chọn lọc tần số Mạch chọn lọc tần số chỉ làm giảm hiệu suất tại những nơi cần tăng độ ổn định mà không làm ảnh hưởng đến các tần số khác
Hình 3.12: Mạch ổn định chọn lọc tần số [15]
THIẾT KẾ MẠCH LNA
Xác định các yêu cầu thiết kế cho mạch LNA
Xét hệ thống radar FMCW với các khối chức năng như Hình 4.1
Hình 4.1: Độ lợi và hệ số nhiễu của các thành phần trong radar FMCW
Giả sử các thành phần của hệ thống radar có độ lợi và hệ số nhiễu như Bảng 4.1
Bảng 4.1 Độ lợi và hệ số nhiễu của các thành phần
Component Gain or Loss Noise Figure
Mixer L mix = 11 dB F mix = 11 dB
IF Amplifier G IFA = 35 dB F IFA = 15 dB
Từ phương trình radar (2.11), giả sử tiết diện radar , suy hao của tín hiệu tần số 10GHz đi và về từ radar đến mục tiêu với khoảng cách 40m là:
Với công suất phát 20dBm thì công suất thu (tại ngõ vào của mạch LNA) sẽ là:
- Tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) tại ngõ vào máy thu:
Giả sử nhiệt độ của máy thu T = 290 0 K, băng thông nhiễu B được xác định bởi bộ lọc thông thấp (phía sau mixer), giả sử BPKHz Khi đó công suất nhiễu tại ngõ vào máy thu theo (3.87) là:
- Hệ số nhiễu của máy thu:
Trong hệ thống radar để tách sóng được thì yêu cầu tỷ số tín hiệu trên nhiễu ngõ ra máy thu phải lớn hơn 16 dB [17] Do đó:
- Hệ số nhiễu của mạch LNA: Để đủ bù cho phần suy hao của tín hiệu khi đi qua mixer, mạch LNA được thiết kế sao cho độ lợi lớn hơn mức suy hao của mixer (11dB), trong trường hợp này độ lợi mạch LNA được chọn bằng 15dB Áp dụng phương trình Friss (3.55) cho máy thu ta có:
Trong đó, c = 3.10 8 m/s và với yêu cầu thiết kế độ phân giải khoảng cách của radar , ta tính được băng thông BW = 1.5GHz
Như vậy, yêu cầu thiết kế mạch LNA như sau:
- Tần số hoạt động: 10 GHz
Các bước thực hiện thiết kế mạch LNA
Các bước thiết kế mạch LNA được tóm tắt như Hình 4.2
Hình 4.2: Các bước thiết kế mạch LNA [8]
Determine unstable areas, to avoid the unstable area
Trong sơ đồ Hình 4.2, bước đầu tiên là chọn lựa thiết bị (transistor) Dựa vào thông số S do nhà sản xuất cung cấp thực hiện phân tích đặc tuyến V-I, chọn điểm điện thế và dòng điện phân cực cho transistor hoạt động Bước tiếp theo sẽ phân tích ổn định bằng cỏch tớnh toỏn hệ số ổn định à Nếu à >1 (tức là mạch ổn định) thỡ tiến hành thiết kế mạch phối hợp trở khỏng Nếu à 1 trờn toàn bộ dải tần từ 2 – 18 GHz, nhưng độ lợi và hệ số nhiễu cực tiểu đối với bốn trường hợp thì khác nhau (xem Bảng 4.3)
Bảng 4.3: Tính toán lại độ lợi và hệ số nhiễu sau khi lắp điện trở ổn định
Giải pháp lắp thêm điện trở
Giá trị điện trở ( Ω) 500 60 17.2 125 Độ lợi cực đại tại
NF min tại 10GHz (dB) 0.756 3.11 0.708 0.929
Bảng 4.3 cho thấy, trường hợp mắc thêm điện trở song song tại ngõ vào có độ lợi và hệ số nhiễu tốt nhất Giá trị R= 500Ω là giá trị lớn nhất, với giá trị này thì các vòng tròn ổn định nguồn sẽ tiếp xúc với biên của giản đồ Smith (tức hệ số ổn định à=1) Để an toàn hơn ta sẽ chọn giỏ trị điện trở nhỏ hơn giỏ trị cực đại từ 10%
- 20%, giá trị được chọn là 480Ω
Tuy nhiên, việc mắc thêm điện trở ổn định này sẽ làm giảm hiệu suất ở tất cả các tần số Do đó để chỉ giảm hiệu suất tại những nơi cần thiết muốn tăng độ ổn định mà không làm ảnh hưởng đến các tần số khác ta sử dụng dạng mạch chọn lọc tần số như đề cập ở Chương 3, mạch có dạng như Hình 4.12
Hình 4.12a, điện trở ổn định R được mắc nối tiếp với một đoạn dây Để tận dụng đoạn dây này cấp nguồn DC cho transistor hoạt động, mạch Hình 4.12a được chuyển đổi sang mạch Hình 4.12b bằng cách mắc thêm tụ điện Giá trị tụ điện được chọn sao cho trở kháng X c nhỏ hơn 1, ở đây chọn bằng 0.6 và tính được C = 27pF
Hình 4.13 là kết mô phỏng các vòng tròn ổn định nguồn và tải sau khi lắp mạch ổn định và Hỡnh 4.14 là mụ phỏng theo hệ số ổn định à
Hình 4.13: Các vòng tròn ổn định nguồn và tải sau khi lắp thêm mạch ổn định
Source stability circles Load stability circles
Hỡnh 4.14: Hệ số ổn định à sau khi lắp thờm mạch ổn định
Hình 4.14 cho thấy sau khi lắp thêm mạch ổn định tại ngõ vào transistor thì hệ số ổn định à của mạch đó lớn hơn 1 trong toàn dải từ 2 – 18GHz
Mô phỏng mạch
4.3.1 Mô phỏng với kích thước microtrip lý tưởng
Hình 4.37: Sơ đồ mạch với kích thước microtrip lý tưởng
Hình 4.38: Kết quả mô phỏng thông số S, hệ số nhiễu và tỷ số sóng đứng
L=2.234 mm W=1.644 mm m5 f req= dB(S(2,1)).812 10.00GHz
-35 0 freq, GHz d B (S (1 ,2 )) d B (S (2 ,2 )) m1 f req= nf (2)=0.777 10.00GHz
Readout m1 m1 f req= nf (2)=0.777 10.00GHz m4 f req=
4.36, mà các đoạn microtrip này được ghép sát nhau Do trở kháng đặc tính của các đoạn dây không giống nhau (độ rộng đường dây khác nhau) nên khi ghép lại sẽ bị ảnh hưởng do trường điện từ thay đổi khi đi qua phần tiếp giáp giữa hai đoạn dây Để giảm các ảnh hưởng này, mạch thiết kế thực tế được gắn thêm các thành phần kết nối như: MSTEP, MTEE,… Khi gắn thêm các thành phần này thì phối hợp trở kháng sẽ bị lệch so với thiết kế ban đầu Sử dụng chức năng Tuning và Optimazation trong ADS để tinh chỉnh và tối ưu, ta được các kích thước microtrip mới như Hình 4.39
Hình 4.39: Sơ đồ mạch với kích thước microtrip đã được tối ưu
Hình 4.39 là sơ đồ mạch với kích thước của microtrip đã được tối ưu Hai cuộn dây gắn ở cực S của transistor thay thế cho hai lỗ xuyên lớp từ cực S xuống ground
Hình 4.40 là kết quả mô phỏng thông số S, hệ số nhiễu và tỷ số sóng đứng từ mạch Hình 4.39 Kết quả mô phỏng Hình 4.40 gần giống với trường hợp lý tưởng Hình 4.38
D=0.3 mm Anglep Ro=4.62 mm W=0.5 mm
ZP Ohm Num=2 ZP Ohm
Hình 4.40: Kết quả mô phỏng thông số S, hệ số nhiễu và tỷ số sóng đứng.
Mô phỏng trường điện từ (EM) và layout
Mô phỏng trường điện từ (EM) là bước thực hiện không thể thiếu trong quá trình thiết kế mạch trước khi layout Mô phỏng EM sẽ giúp tạo ra mô hình ước lượng của layout gần sát với thực tế và biết được ảnh hưởng coupling giữa các cấu trúc mạch Từ đó có thể hiệu chỉnh và tối ưu lại kích thước của microtrip để mạch thực tế đạt hiệu quả tốt nhất
Hiện nay có nhiều phần mềm hỗ trợ mô phỏng EM như: ADS, IE3D, …, mỗi phần mềm đều có thế mạnh riêng, sử dụng các phương pháp khác nhau để giải bài toán trường điện từ theo phương trình của Maxwell Kết quả mô phỏng trường điện từ của các phần mềm này đều gần chính xác với thực tế Để thuận tiện trong quá trình thiết kế cũng như liên kết dữ liệu, luận văn này sẽ sử dụng Momentum của
ADS để mô phỏng EM m5 f req= dB(S(2,1)).629 10.00GHz
-30 0 freq, GHz d B (S (1 ,2 )) d B (S (2 ,2 )) m1 f req= nf (2)=0.797 10.00GHz
Readout m1 m1 f req= nf (2)=0.797 10.00GHz m4 f req=
Hình 4.41: Định nghĩa cấu trúc của subtrate
Hình 4.42: Định nghĩa chất liệu
Bước 2: Định nghĩa port (Hình 4.43), sau khi gắn port lên đúng các vị trí cần mô phỏng, tiến hành định nghĩa các loại port phù hợp như: TML, TML (zero length), SMD, Delta gap, None Bước này rất quan trọng, nếu thiết lập vị trí port và loại port không chính xác sẽ ảnh hưởng đến kết quả mô phỏng
Hình 4.43: Cửa sổ thiết lập port
Bước 3: Thiết lập tần số (Hình 4.44), cho phép đặt dải tần số cần mô phỏng, số điểm cực đại cần mô phỏng, bước nhảy, Tốt nhất nên để giá trị mặc định và chỉ thay đổi dải tần số cần mô phỏng
Hình 4.44: Cửa sổ thiết lập tần số
Bước 4: Thiết lập Option (Hình 4.45) Trong bước này, quan trọng nhất là thiết lập thông số Cells/Wavelength và Mesh Cells/Wavelength càng lớn thì độ chính xác càng cao, tuy nhiên mô phỏng sẽ mất rất nhiều thời gian và đòi hỏi cấu hình máy
Hình 4.45: Cửa sổ thiết lập Option
Bước 5: Thiết lập kết quả mô phỏng (Hình 4.46)
Hình 4.46: Cửa sổ thiết lập kết quả mô phỏng
Trong cửa số thiết lập Hình 4.46, phần Symbol type nếu chọn Black box thì kết quả mô phỏng cho ra một mạng n cửa (tùy theo số lượng port thiết lập ở Bước 2) Nếu Symbol type chọn Layout look-alike thì kết quả mô phỏng cho ra giống như dạng layout Kết quả dạng layout này cho phép gắn các phần tử tập trung như tụ điện, điện trở, cuộn cảm, … rất trực quan Tính năng này trong ADS được gọi là Co- simulation
4.4.2 Kết quả mô phỏng EM mạch LNA
Trước khi mô phỏng EM toàn bộ mạch LNA cần phải mô phỏng EM riêng từng phần mạch như: mạch phối hợp trở kháng ngõ vào, mạch phối hợp trở kháng ngõ ra, mạch phân cực DC, lỗ xuyên lớp,… So sánh kết quả mô phỏng EM này với mô phỏng sơ đồ mạch từng phần, từ đó tinh chỉnh và tối ưu lại các kích thước microtrip Cuối cùng thực hiện liên kết tất cả các mạch thành phần (sau khi đã mô phỏng EM và tối ưu kích thước microtrip) thành một sơ đồ layout đầy đủ và mô phỏng EM lại một lần nữa Bước mô phỏng này giúp phát hiện ảnh hưởng của coupling và các sai lệnh nhỏ, thực hiện tối ưu lần nữa sẽ đạt được kết quả như mong muốn
Hình 4.47: Sơ đồ đầy đủ của mạch LNA trước khi layout
Hình 4.47 là sơ đồ của mạch LNA trước khi layout gồm đầy đủ các thành phần như: mạch phân cực DC, tụ ngăn DC và điện trở ổn định Các kích thước của microtrip đã được tối ưu lại lần cuối cùng dựa trên kết quả mô phỏng trường điện từ của toàn bộ mạch
Hình 4.48 là sơ đồ mô phỏng mạch sau khi mô phỏng EM dùng chức năng mô phỏng Co-Simulation của ADS Trong sơ đồ Hình 4.48 các tụ điện được thay
Hình 4.48: Sơ đồ mô phỏng mạch LNA sau khi mô phỏng EM
Hình 4.49: Kết quả mô phỏng thông số S và hệ số nhiễu từ sơ đồ Hình 4.48
-60 0 freq, GHz d B (S (1 ,2 )) d B (S (2 ,2 )) m1 f req= nf (2)=2.027 10.00GHz
Kết quả mô phỏng Hình 4.49 cho thấy mạch có độ lợi 9.523 dB tại tần số
10GHz và hệ số nhiễu 2.027dB (theo tính toán lý thuyết phần 4.2.9 thì độ lợi
12.92dB và hệ số nhiễu 0.71dB) Độ lợi giảm và hệ số nhiễu tăng cao là do mạch có mắc thêm điện trở ổn định R0Ω tại ngõ vào Nếu thay điện trở RH0Ω (giá trị điện trở ổn định được tính trong phần 4.2.4) thì độ lợi của mạch sẽ đạt 10.75 dB và hệ số nhiễu giảm còn 1.246dB
Hình 4.50 là kết quả mô phỏng hệ số ổn định ngõ vào (Mu1) và ngõ ra
(Muprime1) của mạch Kết quả này cho thấy tại tần số 2.55GHz mạch có khả năng dao động Tuy nhiên, quan sát Hình 4.51 ta thấy các vòng tròn ổn định ngõ và ngõ ra xung quanh tần số 2.55GHz nằm cách xa tâm của giản đồ Smith Điều này chứng tỏ mạch ổn định rất tốt (bởi vì mạch phối hợp trở kháng được phối hợp về 50Ω - tâm của giản đồ Smith)
Hình 4.50: Kết quả mô phỏng hệ số ổn định của mạch
Hình 4.51: Các vòng tròn ổn định ngõ vào và ngõ ra của mạch từ 0 – 20GHz m9 freq=
Hình 4.52: Layout của mạch LNA
Hình 4.53: Mạch LNA thực tế.
Đo và đánh giá kết quả
Việc đo đạc thực tế được thực hiện tại phòng Lab – Bộ môn Viễn Thông của Trường Đại học Bách khoa thành phố Hồ Chí Minh
Thiết bị sử dụng để đo mạch LNA bao gồm:
- Máy phân tích vector Rohde&Schwarz ZVB 8, dải tần hoạt động của máy từ 300KHz đến 8GHz
- Máy phân tích phổ Rohde&Schwarz FSP, dải tần 9KHz – 30Ghz
- Máy phát tín hiệu SMR 30 dãi tần đến 30GHz
- Bộ nguồn DC, thiết bị đo dòng và các phụ kiện khác phục vụ cho việc đo đạc
4.5.1 Đo thông số S mạch LNA
Hình 4.54 và Hình 4.55 là kết quả đo thông số S mạch tầng 1 (Hình 4.53a) và mạch tầng 2 (Hình 4.53b) của LNA bằng máy phân tích vector Hình 4.56 và Hình 4.57 là so sánh kết quả giữa mô phỏng và đo mạch thực tế Việc này được thực hiện bằng cách đo mạch thực tế trên máy phân tích vector và xuất kết quả ra file thông số
S Bộ thông số S này được nạp vào phần mềm ADS để mô phỏng và so sánh kết quả
Hình 4.54: Kết quả đo thông số S mạch tầng 1 bằng máy VNA
Hình 4.55: Kết quả đo thông số S mạch tầng 2 bằng máy VNA
Hình 4.56: So sánh giữa kết quả mô phỏng và đo thực tế mạch tầng 1
Trong Hình 4.56, đường đứt màu đỏ là kết quả đo trên mạch thực tế và màu xanh là mô phỏng
Hình 4.57: So sánh giữa kết quả mô phỏng và đo thực tế mạch tầng 2
Trong Hình 4.57, đường đứt màu hồng là kết quả đo trên mạch thực tế và màu xanh là mô phỏng
Hình 4.56 và 4.57 cho thấy, thông số S giữa mô phỏng và mạch đo đạc thực tế rất tương đồng nhau
4.5.2 Đo độ lợi mạch LNA
Do máy VNA không đo được đến 10GHz nên sử dụng máy phân tích phổ và máy phát tín hiệu để đo độ lợi của mạch LNA tại tần số 10GHz Hình 4.58 và Hình 4.59 là dạng phổ độ lợi của mạch LNA từ 5-15GHz đo bằng máy phân tích phổ Hình 4.60 là kết quả mô phỏng độ lợi của mạch LNA (S 21 ) từ 5-15GHz
Quan sát Hình 4.58 , 4.59 và 4.60 ta thấy, đường độ lợi từ 5-15GHz giữa mô phỏng và đo bằng máy phân tích phổ với cùng scale 100dB là gần tương đồng nhau
Hình 4.58: Kết quả đo độ lợi của mạch tầng 1 từ 5 – 15GHz
Hình 4.59: Kết quả đo độ lợi của mạch tầng 2 từ 5 – 15GHz
Hình 4.60: Kết quả mô phỏng S 21 từ 5 – 15GHz với scale 100dB
Kết quả đo độ lợi của mạch LNA tại tần số 10GHz như sau:
Bảng 4.7: Kết quả mô đo độ lợi tại tần số 10GHz
Mạch tầng 2 9.5 7.25 Độ lợi giảm so với mô phỏng là do suy hao các connector mắc ngõ ra và ngõ vào của mạch, thành phần điện trở ký sinh của tụ điện ngăn DC Ngoài ra, sai số của giá trị điện trở ổn định (5%) cũng có thể làm thay đổi độ lợi của mạch
4.5.3 Đo điểm nén độ lợi 1dB
Bảng 4.8: Số liệu đo điểm nén độ lợi 1dB
Hình 4.61: Đồ thị điểm nén độ lợi 1dB Điểm nén độ lợi 1dB của mạch tại tần số 10GHz là 8.5dBm.
Một số mạch thiết kế không thành công và kinh nghiệm
4.6.1 Một số mạch thiết kế không thành công
Hình 4.62: Mạch bị dao động tại tần số 8.4GHz
Hình 4.62a, mạch dao động mạnh tại tần số 8.4GHz, tạo ra nhiều hài bậc 2 và
3 Hình 4.62b cấu trúc mạch tương tự như Hình 4.62a nhưng có thêm các giải pháp để hạn chế dao động như: bộ lọc thông cao R-C tại ngõ vào, mắc thêm điện trở ổn định tại ngõ ra Tuy vậy, các giải pháp này vẫn không khắc phục được hiện tượng dao động
Hình 4.63: Mạch bị dao động tại tần số 3.8GHz
Hình 4.63a, mạch bị dao động tại tần số 3.8GHz Hình 4.63b, cấu trúc mạch tương tự như Hình 4.63a nhưng có mắc thêm mạch lọc thông cao R-C tại ngõ vào
(a) (b) và mạch phối hợp trở kháng ngõ ra được thiết kế và mô phỏng EM riêng biệt Sau đó ghép các thành phần này lại với nhau mà không mô phỏng EM toàn bộ mạch Kết quả là mạch bị dao động không kiểm soát được
Mạch Hình 4.63 thiết kế đúng phương pháp nhưng không mô phỏng EM lỗ xuyên lớp, không xem xét ảnh hưởng các phần tử ký sinh của tụ chặn DC Ngoài ra, ảnh hưởng của chân transistor khi hàn lên mạch phân cực cũng không được giảm thiểu Hình 4.63 cho thấy, phần hàn chân transistor (chân G và D) đã chiếm gần hết phần diện tích của đoạn microtrip trong mạch phối hợp trở kháng Kết quả là mạch bị dao động và bị dịch tần
Sau đây, tôi xin chia sẻ một vài kinh nghiệm có được sau khi thiết kế thành công mạch LNA:
- Phương pháp thiết kế: như đã trình bày trong các phần thiết kế mạch LNA của đề tài Thực hiện thiết kế và mô phỏng EM từng phần mạch riêng biệt, sau đó liên kết các thành phần lại với nhau Xem xét tất cả các yếu tố có khả năng ảnh hưởng đến mạch như: mặt phẳng tham chiếu của chân transistor, lỗ xuyên lớp, các thành phần ký sinh của tụ điện, điện trở,… từ đó tìm cách để mô hình hóa tất cả các thành phần này Đối với các phần tử tập trung (tụ điện, điện trở,…) nên dùng thông số S hoặc model do nhà sản xuất cung cấp để mô phỏng, hạn chế dùng các giá trị lý tưởng Xem xét và dùng các giải pháp loại trừ các khả năng dao động, kể cả các tần số nằm ngoài băng tần thiết kế Bước cuối cùng bắt buộc phải thực hiện là mô phỏng EM toàn bộ mạch, từ đó tinh chỉnh lại các kích thước microtrip và layout
- Kinh nghiệm về mua linh kiện: Tất cả các linh kiện trong thiết kế mạch siêu cao tần như: connector, điện trở, tụ, cuộn cảm, transistor,… đều phải mua từ nước ngoài Do đó, để đảm bảo chất lượng linh kiện đúng theo datasheet hoặc thông số S, nên chọn mua linh kiện từ các nước đáng tin cậy Thời gian mua linh kiện từ nước ngoài về Việt Nam trung bình mất khoảng 3 tuần, vì vậy phải chuẩn bị trước các linh kiện cần thiết để đặt mua trước một lần Cố gắng thiết kế mạch theo hướng sử dụng các linh kiện có sẵn, có thể mua được Đối với điện trở có trị số dưới 50Ω hầu như không thể mua được qua mạng Do đó khi thiết kế mạch cần hạn chế dùng các điện trở có giá trị nhỏ
- Chọn lựa subtrate: Nên chọn subtrate có chất lượng tốt, các hãng sản xuất subtrate nổi tiếng như: Roger, Isola,…Độ dày của subtrate cũng rất quan trọng, subtrate càng mỏng thì càng tốt Subtrate mỏng thì khi mô phỏng EM toàn mạch kết quả sẽ ít bị sai lệch, dẫn đến việc tinh chỉnh lại kích thước microtrip nhanh và dễ dàng Subtrate dầy thì kết quả mô phỏng EM sẽ sai lệch nhiều hơn, dẫn đến việc tinh chỉnh khó khăn và mất nhiều thời gian
S, băng thông của mạch LNA tại tần số 10GHz do điều kiện thiết bị không cho phép nên chưa kiểm chứng được kết quả Tuy nhiên, việc đo đạc mạch LNA bằng máy phân tích vector từ 300KHz – 8GHz cho kết quả rất tốt Thông số S đo được bằng máy phân tích vector và mô phỏng rất tương đồng Vì vậy có thể nói rằng mạch LNA đã được thiết kế thành công, nhưng mạch LNA này chưa sử dụng được cho hệ thống radar FMCW Để sử dụng được cho hệ thống radar FMCW, mạch LNA phải được hoàn thiện với kích thước nhỏ gọn hơn
Hướng phát triển của đề tài trong thời gian sắp tới là thiết kế hoàn thiện hơn nữa mạch LNA, tối ưu lại kích thước của mạch để có thể sử dụng được cho hệ thống radar FMCW Bước tiếp theo sẽ nghiên cứu thiết kế các khối chức năng khác của hệ thống như: mạch PA, bộ chia công suất, VCO, mixer, DAC,… Mục đích cuối cùng là hoàn chỉnh hệ thống radar FMCW.